(Flyback Transformer Design Theory)
第一節(jié). 概述.
反激式(Flyback)轉(zhuǎn)換器又稱單端反激式或"Buck-Boost"轉(zhuǎn)換器.因其輸出端在原邊繞組斷開電源時獲得能量故而得名.離線型反激式轉(zhuǎn)換器原理圖如圖.
一、反激式轉(zhuǎn)換器的優(yōu)點有:
1. 電路簡單,能高效提供多路直流輸出,因此適合多組輸出要求.
2. 轉(zhuǎn)換效率高,損失小.
3. 變壓器匝數(shù)比值較小.
4. 輸入電壓在很大的范圍內(nèi)波動時,仍可有較穩(wěn)定的輸出,目前已可實現(xiàn)交流輸入在 85~265V間.無需切換而達(dá)到穩(wěn)定輸出的要求.
二、反激式轉(zhuǎn)換器的缺點有:
1. 輸出電壓中存在較大的紋波,負(fù)載調(diào)整精度不高,因此輸出功率受到限制,通常應(yīng)用于150W以下.
2. 轉(zhuǎn)換變壓器在電流連續(xù)(CCM)模式下工作時,有較大的直流分量,易導(dǎo)致磁芯飽和,所以必須在磁路中加入氣隙,從而造成變壓器體積變大.
3. 變壓器有直流電流成份,且同時會工作于CCM / DCM兩種模式,故變壓器在設(shè)計時較困難,反復(fù)調(diào)整次數(shù)較順向式多,迭代過程較復(fù)雜.
第二節(jié). 工作原理
在圖1所示隔離反馳式轉(zhuǎn)換器(The isolated flyback converter)中, 變壓器" T "有隔離與扼流之雙重作用.因此" T "又稱為Transformer- choke.電路的工作原理如下:
當(dāng)開關(guān)晶體管 Tr ton時,變壓器初級Np有電流 Ip,并將能量儲存于其中(E = LpIp / 2).由于Np與Ns極性相反,此時二極管D反向偏壓而截止,無能量傳送到負(fù)載.當(dāng)開關(guān)Tr off 時,由楞次定律 : (e = -N△Φ/△T)可知,變壓器原邊繞組將產(chǎn)生一反向電勢,此時二極管D正向?qū)?負(fù)載有電流IL流通.反激式轉(zhuǎn)換器之穩(wěn)態(tài)波形如圖2.
由圖可知,導(dǎo)通時間 ton的大小將決定Ip、Vce的幅值:
Vce max = VIN / 1-Dmax
VIN: 輸入直流電壓 ; Dmax : 最大工作周期
Dmax = ton / T
由此可知,想要得到低的集電極電壓,必須保持低的Dmax,也就是Dmax＜0.5,在實際應(yīng)用中通常取Dmax = 0.4,以限制Vcemax ≦ 2.2VIN.
開關(guān)管Tr on時的集電極工作電流Ie,也就是原邊峰值電流Ip為: Ic = Ip = IL / n. 因IL = Io,故當(dāng)Io一定時,匝比 n的大小即決定了Ic的大小,上式是按功率守恒原則,原副邊安匝數(shù) 相等 NpIp = NsIs而導(dǎo)出. Ip亦可用下列方法表示:
Ic = Ip = 2Po / (η*VIN*Dmax)η: 轉(zhuǎn)換器的效率
公式導(dǎo)出如下:
輸出功率 : Po = LIp2η / 2T
輸入電壓 : VIN = Ldi / dt設(shè) di = Ip,且 1 / dt = f / Dmax,則:
VIN = LIpf / Dmax 或 Lp = VIN*Dmax / Ipf
則Po又可表示為 :
Po = ηVINf DmaxIp2 / 2f Ip = 1/2ηVINDmaxIp
∴ Ip = 2Po / ηVINDmax
上列公式中 :
VIN : 最小直流輸入電壓 (V)
Dmax : 最大導(dǎo)通占空比
Lp : 變壓器初級電感 (mH)
Ip : 變壓器原邊峰值電流 (A)
f : 轉(zhuǎn)換頻率 (KHZ)
圖2 反激式轉(zhuǎn)換器波形圖
由上述理論可知,轉(zhuǎn)換器的占空比與變壓器的匝數(shù)比受限于開關(guān)晶體管耐壓與最大集電極電流,而此兩項是導(dǎo)致開關(guān)晶體成本上升的關(guān)鍵因素,因此設(shè)計時需綜合考量做取舍.
反激式變換器一般工作于兩種工作方式 :
1. 電感電流不連續(xù)模式DCM (Discontinuous Inductor Current Mode)或稱 " 完全能量轉(zhuǎn)換 ": ton時儲存在變壓器中的所有能量在反激周期 (toff)中都轉(zhuǎn)移到輸出端.
2. 電感電流連續(xù)模式CCM ( Continuous Inductor Current Mode) 或稱 " 不完全能量轉(zhuǎn)換 " : 儲存在變壓器中的一部分能量在toff末保留到下一個ton周期的開始.
DCM和CCM在小信號傳遞函數(shù)方面是極不相同的,其波形如圖3.實際上,當(dāng)變換器輸入電壓VIN 在一個較大范圍內(nèi)發(fā)生變化,或是負(fù)載電流 IL在較大范圍內(nèi)變化時,必然跨越著兩種工作方式.因此反激式轉(zhuǎn)換器要求在DCM / CCM都能穩(wěn)定工作.但在設(shè)計上是比較困難的.通常我們可以以DCM / CCM臨界狀態(tài)作設(shè)計基準(zhǔn).,并配以電流模式控制PWM.此法可有效解決DCM時之各種問題,但在 CCM時無消除電路固有的不穩(wěn)定問題.可用調(diào)節(jié)控制環(huán)增益編離低頻段和降低瞬態(tài)響應(yīng)速度來解決CCM時因傳遞函數(shù) " 右半平面零點 "引起的不穩(wěn)定.
DCM和CCM在小信號傳遞函數(shù)方面是極不相同的,其波形如圖3.
圖3 DCM / CCM原副邊電流波形圖
實際上,當(dāng)變換器輸入電壓VIN在一個較大范圍內(nèi)發(fā)生變化,或是負(fù)載電流 IL在較大范圍內(nèi)變化時,必然跨越著兩種工作方式.因此反激式轉(zhuǎn)換器要求在DCM / CCM都能穩(wěn)定工作.但在設(shè)計上是比較困難的.通常我們可以以DCM / CCM臨界狀態(tài)作設(shè)計基準(zhǔn).,并配以電流模式控制PWM.此法可有效解決DCM時之各種問題,但在CCM時無消除電路固有的不穩(wěn)定問題.可用調(diào)節(jié)控制環(huán)增益編離低頻段和降低瞬態(tài)響應(yīng)速度來解決CCM時因傳遞函數(shù) " 右半平面零點 "引起的不穩(wěn)定.
在穩(wěn)定狀態(tài)下,磁通增量ΔΦ在ton時的變化必須等于在"toff"時的變化,否則會造成磁芯飽和.
因此,
ΔΦ = VIN ton / Np = Vs*toff / Ns
即變壓器原邊繞組每匝的伏特/秒值必須等于副邊繞組每匝伏特/秒值.
比較圖3中DCM與CCM之電流波形可以知道:DCM狀態(tài)下在Tr ton期間,整個能量轉(zhuǎn)移波形中具有較高的原邊峰值電流,這是因為初級電感值Lp相對較低之故,使Ip急劇升高所造成的負(fù)面效應(yīng)是增加了繞組損耗(winding lose)和輸入濾波電容器的漣波電流,從而要求開關(guān)晶體管必須具有高電流承載能力,方能安全工作.
在CCM狀態(tài)中,原邊峰值電流較低,但開關(guān)晶體在ton狀態(tài)時有較高的集電極電流值.因此導(dǎo)致開關(guān)晶體高功率的消耗.同時為達(dá)成CCM,就需要有較高的變壓器原邊電感值Lp,在變壓器磁芯中所儲存的殘余能量則要求變壓器的體積較DCM時要大,而其它系數(shù)是相等的.
綜上所述,DCM與CCM的變壓器在設(shè)計時是基本相同的,只是在原邊峰值電流的定義有些區(qū)別 ( CCM時 Ip = Imax - Imin ).
第三節(jié) FLYBACK TANSFORMER DESIGN
一、FLYBACK變壓器設(shè)計之考量因素:
1. 儲能能力. 當(dāng)變壓器工作于CCM方式時,由于出現(xiàn)了直流分量,需加AIR GAP,使磁化曲線向 H 軸傾斜,從而使變壓器能承受較大的電流,傳遞更多的能量.
Ve: 磁芯和氣隙的有效體積.
or P = 1/2Lp (Imax2 - Imin2)
式中Imax, Imin —— 為導(dǎo)通周期末,始端相應(yīng)的電流值.
由于反激式變壓器磁芯只工作在第一象限磁滯回線,磁芯在交、直流作用下的B.H效果與AIR GAP大小有密切關(guān)聯(lián),如圖4.在交流電流下氣隙對ΔBac無改變效果,但對ΔHac將大大增加,這是有利的一面,可有效地減小CORE的有效磁導(dǎo)率和減少原邊繞組的電感.
在直流電流下氣隙的加入可使CORE承受更加大的直流電流去產(chǎn)生HDC,而BDC卻維持不變,因此在大的直流偏置下可有效地防止磁芯飽和,這對能量的儲存與傳遞都是有利的. 當(dāng)反激變壓器工作于CCM時,有相當(dāng)大的直流成份,這時就必須有氣隙.
外加的伏秒值,匝數(shù)和磁芯面積決定了B軸上ΔBac值; 直流的平均電流值,匝數(shù)和磁路長度決定了H軸上HDC值的位置. ΔBac對應(yīng)了ΔHac值的范圍.可以看出,氣隙大ΔHac就大. 如此,就必須有足夠的磁芯氣隙來防止飽和狀態(tài)并平穩(wěn)直流成分.
圖 4 有無氣隙時返馳變壓器磁芯第一象限磁滯回路
2. 傳輸功率 . 由于CORE材料特性,變壓器形狀(表面積對體積的比率),表面的熱幅射,允許溫升,工作環(huán)境等的不特定性,設(shè)計時不可把傳輸功率與變壓器大小簡單的作聯(lián)系,應(yīng)視特定要求作決策.因此用面積乘積法求得之AP值通常只作一種參考. 有經(jīng)驗之設(shè)計者通?？山Y(jié)合特定要求直接確定CORE之材質(zhì),形狀,規(guī)格等.
3. 原,副邊繞組每匝伏數(shù)應(yīng)保持相同.設(shè)計時往往會遇到副邊匝數(shù)需由計算所得分?jǐn)?shù)匝取整,而導(dǎo)致副邊每匝伏數(shù)低于原邊每匝伏數(shù). 如此引起副邊的每匝伏秒值小于原邊,為使其達(dá)到平衡就必須減小 ton時間,用較長的時間來傳輸電能到輸出端. 即要求導(dǎo)通占空比D小于0.5. 使電路工作于DCM模式.但在此需注意: 若 Lp太大,電流上升斜率小,ton時間又短(＜50%),很可能在"導(dǎo)通"結(jié)束 時,電流上升值不大,出現(xiàn)電路沒有能力去傳遞所需功率的現(xiàn)象. 這一現(xiàn)象是因系統(tǒng)自我功率限制 之故.可通過增加AIR GAP和減小電感Lp,使自我限制作用不會產(chǎn)生來解決此問題.
4. 電感值Lp . 電感Lp在變壓器設(shè)計初期不作重點考量. 因為Lp只影響開關(guān)電源的工作方式. 故此一參數(shù)由電路工作方式要求作調(diào)整. Lp的最大值與變壓器損耗最小值是一致的. 如果設(shè)計所得Lp大,又要求以CCM方式工作,則剛巧合適. 而若需以DCM方式工作時,則只能用增大AIR GAP,降低Lp來達(dá)到要求,這樣,一切均不會使變壓器偏離設(shè)計.
在實際設(shè)計中通過調(diào)整氣隙大小來選定能量的傳遞方式(DCM / CCM) . 若工作于DCM方式,傳遞同樣的能量峰值電流是很高的. 工作中開關(guān)Tr,輸出二極體D以及電容C產(chǎn)生最大的損耗,變壓器自身產(chǎn)生最大的銅損(I2R). 若工作于CCM方式,電感較大時,電流上升斜率低雖然這種狀況下?lián)p耗最小,但這大的磁化直流成分和高的磁滯將使大多數(shù)鐵磁物質(zhì)產(chǎn)生磁飽和. 所以設(shè)計時應(yīng)使用一個折衷的方法,使峰值電流大小適中,峰值與直流有效值的比值比較適中. 只要調(diào)整一個合適的氣隙,就可得到這一傳遞方式,實現(xiàn)噪音小,效率合理之佳況.
5. 磁飽和瞬時效應(yīng). 在瞬變負(fù)載狀況下,即當(dāng)輸入電壓為VINmax而負(fù)載電流為Iomin時,若Io突然增加,則控制電路會立即加寬脈沖以提供補充功率. 此時,會出現(xiàn)VINmax和Dmax并存,即使只是一個非常短的時間,變壓器也會出現(xiàn)飽和,引起電路失控. 為克服此一瞬態(tài)不良效應(yīng),可應(yīng)用下述方法:
變壓器按高輸入電壓(VINmax),寬脈沖(Dmax)進(jìn)行設(shè)計. 即設(shè)定低的ΔB工作模式,高的原邊繞組匝數(shù),但此方法之缺點是使變壓器的效率降低.
例 : 60watts ADAPTER POWER MAIN X'FMR
INPUT : 90 ~ 264 Vac 47 ~ 63 HZ ;
OUTPUT : DC 19V 0 ~ 3.16A ; Vcc = 12 VDC 0.1A
η≧ 0.83 ; f s = 70KHZ ; Duty cylce over 50%
△t ≦40o (表面) @ 60W ; X'FMR限高 21mm.
CASE Surface Temperature ≦ 78℃ .
Note : Constant Voltage & Current Design (CR6848,CR6850)
Step1. 選擇CORE材質(zhì),確定△B
本例為ADAPTER DESIGN,由于該類型機散熱效果差,故選擇CORE材質(zhì)應(yīng)考量高Bs,低損耗及高μi材質(zhì),結(jié)合成本考量,在此選用Ferrite Core, 以TDK 之 PC40 or PC44為優(yōu)選, 對比TDK DATA BOOK, 可知 PC44材質(zhì)單位密度
相關(guān)參數(shù)如下: μi = 2400 ± 25% Pvc = 300KW / m2 @100KHZ ,100℃
Bs = 390mT Br = 60mT @ 100℃ Tc = 215℃
為防止X'FMR出現(xiàn)瞬態(tài)飽和效應(yīng), 此例以低△B設(shè)計.
選 △B = 60%Bm, 即△B = 0.6 * (390 - 60) = 198mT ≒0.2 T
Step2 確定Core Size和 Type.
1> 求core AP以確定 size
AP= AW*Ae=(Pt*104)/(2ΔB*fs*J*Ku)
= [(60/0.83+60)*104]/(2*0.2*70*103*400*0.2) = 0.59cm4
式中 Pt = Po /η +Po 傳遞功率;
J : 電流密度 A / cm2 (300~500) ; Ku: 繞組系數(shù) 0.2 ~ 0.5 .
2> 形狀及規(guī)格確定.
形狀由外部尺寸,可配合BOBBIN, EMI要求等決定,規(guī)格可參考AP值及形狀要求而決定, 結(jié)合上述原則, 查閱TDK之DATA BOOK,可知RM10, LP32/13, EPC30均可滿足上述要求,但RM10和EPC30可用繞線容積均小于LP32/13,在此選用LP32/13 PC44,其參數(shù)如下:
Ae = 70.3 mm2 Aw = 125.3mm2 AL = 2630±25% le = 64.0mm
AP = 0.88 cm4 Ve = 4498mm3 Pt = 164W ( forward )
Step3 估算臨界電流 IOB ( DCM / CCM BOUNDARY )
本例以IL達(dá)80% Iomax時為臨界點設(shè)計變壓器.
即 : IOB = 80%*Io(max) = 0.8*3.16 = 2.528 A
Step4 求匝數(shù)比 n
n = [VIN(min) / (Vo + Vf)] * [Dmax / (1-Dmax)] VIN(min) = 90*√2 - 20 = 107V
= [107 / (19 + 0.6)] *[0.5 / (1- 0.5)]
= 5.5 ≒ 6
匝比 n 可取 5 或 6,在此取 6 以降低鐵損,但銅損將有所增加.
CHECK Dmax:
Dmax = n (Vo +Vf) / [VINmin + n (Vo + Vf)]= 6*(19 + 0.6) /[107 + 6*(19 + 0.6)] = 0.52
Step5 求CCM / DCM臨
ΔISB = 2IOB / (1-Dmax) = 2*2.528 / (1-0.52) = 10.533
Step6 計算次級電感 Ls 及原邊電感 Lp
Ls = (Vo + Vf)(1-Dmax) * Ts / ΔISB = (19+0.6) * (1-0.52) * (1/70000) / 10=12.76uH
Lp = n2 Ls = 62 * 12.76 = 459.4 uH ≒ 460
此電感值為臨界電感,若需電路工作于CCM,則可增大此值,若需工作于DCM則可適當(dāng)調(diào)小此值.
Step7 求CCM時副邊峰值電流Δisp
Io(max) = (2ΔIs + ΔISB) * (1- Dmax) / 2 ΔIs = Io(max) / (1-Dmax) - (ΔISB / 2 )
ΔIsp = ΔISB +ΔIs = Io(max) / (1-Dmax) + (ΔISB/2) = 3.16 / (1-0.52) + 10.533 / 2=11.85A
Step8 求CCM時原邊峰值電流ΔIpp
ΔIpp = ΔIsp / n = 11.85 / 6 = 1.975 A
Step9 確定Np、Ns
1> Np
Np = Lp * ΔIpp / (ΔB* Ae) = 460*1.975 / (0.2*70.3) = 64.6 Ts
因計算結(jié)果為分?jǐn)?shù)匝,考慮兼顧原、副邊繞組匝數(shù)取整,使變壓器一、二次繞組有相同的安匝值,故調(diào)整 Np = 60Ts OR Np = 66Ts
考量在設(shè)定匝數(shù)比n時,已有銅損增加,為盡量平衡Pfe與Pcu,在此先選 Np = 60 Ts.
2> Ns
Ns = Np / n = 60 / 6 = 10 Ts
3> Nvcc
求每匝伏特數(shù)Va Va = (Vo + Vf) / Ns = (19+0.6) / 10 = 1.96 V/Ts
∴ Nvcc = (Vcc + Vf) / Va =(12+1)/1.96=6.6
Step10 計算AIR GAP
lg = Np2*μo*Ae / Lp = 602*4*3.14*10-7*70.3 / 0.46 = 0.69 mm
Step11 計算線徑dw
1> dwp
Awp = Iprms / J Iprms = Po / η / VIN(min) = 60/0.83/107 = 0.676A
Awp = 0.676 / 4 J取4A / mm2 or 5A / mm2
= 0.1 (取Φ0.35mm*2)
2> dws
Aws = Io / J = 3.16 / 4 (Φ1.0 mm)
量可繞性及趨膚效應(yīng),采用多線并繞,單線不應(yīng)大于Φ0.4, Φ0.4之Aw= 0.126mm2, 則 0.79 (即Ns采用Φ0.4 * 6)
3> dwvcc Awvcc = Iv / J = 0.1 /4
上述繞組線徑均以4A / mm2之計算,以降低銅損,若結(jié)構(gòu)設(shè)計時線包過胖,可適當(dāng)調(diào)整J之取值.
4> 估算銅窗占有率.
0.4Aw ≧Np*rp*π(1/2dwp)2 + Ns*rs*π(1/2dws)2 + Nvcc*rv*π(1/2dwv)2
0.4Aw ≧60*2*3.14*(0.35/2)2+10*6*3.14+(0.4/2)2+7*3.14*(0.18/2)2
≧ 11.54 + 7.54 + 0.178 = 19.26
0.4 * 125.3 = 50.12
50.12 > 19.26 OK
Step12 估算損耗、溫升
1 求出各繞組之線長.
2 求出各繞組之RDC和Rac @100℃
3 求各繞組之損耗功率
4 加總各繞組之功率損耗(求出Total值)
如 : Np = 60Ts , LP32/13BOBBIN繞線平均匝長 4.33cm
則 INP = 60*4.33 = 259.8 cm Ns = 10Ts
則 INS = 10*4.33 = 43.3 cm
Nvcc = 7Ts
則 INvc = 7 * 4.33 = 30.31cm
查線阻表可知 : Φ0.35mm WIRE RDC = 0.00268Ω/cm @ 100℃
Φ0.40mm WIRE RDC = 0.00203 Ω/cm @ 100℃
Φ0.18mm WIRE RDC = 0.0106 Ω/cm @ 100℃
R@100℃ = 1.4*R@20℃
求副邊各電流值. 已知Io = 3.16A.
副邊平均峰值電流 : Ispa = Io / (1-Dmax ) = 3.16 / (1- 0.52) = 6.583A
副邊直流有效電流 : Isrms = √〔(1-Dmax)*I2spa〕 = √(1- 0.52)*6.5832 = 4.56A
副邊交流有效電流 : Isac = √(I2srms - Io2) = √(4.562-3.162) = 3.29A
求原邊各電流值 :
∵ Np*Ip = Ns*Is
原邊平均峰值電流 : Ippa = Ispa / n = 6.58 / 6 = 1.097A
原邊直流有效電流 : Iprms = Dmax * Ippa = 1.097 * 0.52 = 0.57A
原邊交流有效電流 : Ipac = √D*I2ppa = 1.097*√0.52 = 0.79A
求各繞組交、直流電阻.
原邊 : RPDC = ( lNp * 0.00268 ) / 2 = 0.348Ω
Rpac = 1.6RPDC = 0.557Ω
副邊 : RSDC = ( lNS*0.00203 ) /6 = 0.0146Ω
Rsac = 1.6RSDC = 0.0243Ω
Vcc繞組 : RDC =30.31*0.0106 = 0.321Ω
計算各繞組交直流損耗:
副邊直流損 : PSDC = Io2RSDC = 3.162 * 0.0146 = 0.146W
交流損 : Psac = I2sac*Rsac = 3.292*0.0234 = 0.253W
Total : Ps = 0.146 + 0.253 = 0.399 W
原邊直流損 : PPDC = Irms2RPDC = 0.572 * 0.348 = 0.113W
交流損 : Ppac = I2pac*Rpac = 0.792*0.557 = 0.348W
忽略Vcc繞組損耗(因其電流甚小) Total Pp = 0.461W
總的線圈損耗 : Pcu = Pc + Pp = 0.399 + 0.461 = 0.86 W
2> 計算鐵損 PFe
查TDK DATA BOOK可知PC44材之△B = 0.2T 時,Pv = 0.025W / cm2
LP32 / 13之Ve = 4.498cm3
PFe = Pv * Ve = 0.025 * 4.498 = 0.112W
5 Ptotal = Pcu + PFe = 0.6 + 0.112 = 0.972 W
6 估算溫升 △t
依經(jīng)驗公式 △t = 23.5PΣ/√Ap = 23.5 * 0.972 / √0.88 = 24.3 ℃
估算之溫升△t小于SPEC,設(shè)計OK.
Step13 結(jié)構(gòu)設(shè)計
查LP32 / 13 BOBBIN之繞線幅寬為 21.8mm.
考量安規(guī)距離之沿面距離不小于6.4mm.
為減小LK提高效率,采用三明治結(jié)構(gòu),其結(jié)構(gòu)如下 :
X'FMR結(jié)構(gòu) :
Np
#1
3.2 / 3.2
2 -- A
Φ0.35 * 2
30
1L
SHI
#2
3.2 / 3.2
SHI- 4
2mils * 12
1
3L
Ns
#3
3.2 / 3.2
8.9 - 6.7
Φ0.4 * 6
10
3L
SHI
#4
3.2 / 3.2
SHI- 4
2mils * 12
1
1L
Np
#5
3.2 / 3.2
A -- 1
Φ0.35 * 2
30
1L
Nvcc
#6
3.2 / 3.2
3 -- 4
Φ0.18
7
2L
#7
連 結(jié) 兩 A 點
2L
TOPSwitch工作原理及其反激式DC-DC電源設(shè)計
作者：付登萌，陶生桂 時間：2006-11-06 來源:
摘要：簡述了TOPSwitch的工作原理，分析了基于TOPSwitch的反激式DC/DC電源的工作過程，并通過設(shè)計一個輸入寬電壓范圍、輸出電壓15V、輸出功率40W的電源來給出設(shè)計過程中各主要參數(shù)的確定方法。這對于簡化直流源的設(shè)計過程，提高設(shè)計效率有重要意義。實驗結(jié)果證明該設(shè)計方法是可行的。
關(guān)鍵詞：TOPSwitch芯片；反激式；斷續(xù)模式；連續(xù)模式
引言
在實驗過程中常要用到各種直流電源。由于直流源的設(shè)計包括模擬、數(shù)字電路設(shè)計、功率開關(guān)管選取、電感繞制、工作溫度、安全性、控制環(huán)的穩(wěn)定性等一系列問題，故其設(shè)計過程較復(fù)雜。POWER公司生產(chǎn)的高集成的TOPSwitch芯片集金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管(MOSFET)與其控制電路于一體，并具有自動復(fù)位、過熱保護(hù)與過流保護(hù)等功能，從而簡化了直流電源的設(shè)計過程，增強了系統(tǒng)的穩(wěn)定性，明顯地縮短了開發(fā)周期。
工作原理
主電路工作原理圖1給出了由TOPSwitch構(gòu)成的反激式電源的原理圖。其工作過程如下：輸入交流電經(jīng)整流橋BR1整流后再經(jīng)電容C1濾波，變?yōu)槊}動的直流電。反激式變壓器與TOPSwitch將存儲于電容C1的能量傳遞給負(fù)載，即，當(dāng)MOSFET開關(guān)管導(dǎo)通時，電容C1兩端的電壓加到反激變壓器的原邊，流過原邊繞組的電流線性增加(如若在MOSFET開關(guān)管導(dǎo)通的瞬間變壓器副邊電流不為零，則由于副邊感應(yīng)電勢反向，二極管D2截止，副邊電流變?yōu)榱?，然而磁芯?nèi)的能量不能突變，故原邊電流躍變?yōu)楦边呺娏鞯?/K，K為變壓器變比)，變壓器儲存能量。
當(dāng)MOSFET開關(guān)管關(guān)斷時，電感原邊電流由于沒有回路(此時，穩(wěn)壓管VR1的擊穿電壓因高于原變的感應(yīng)電勢而截止)而突變?yōu)榱?，變壓器通過副邊續(xù)流，副邊電流為MOSFET開關(guān)管關(guān)斷時原邊電流的K倍，副邊繞組通過二極管D2對電容C2充電，此后，流過變壓器副邊的電流線性下降。二極管D1與穩(wěn)壓管VR1并接于變壓器的原邊以吸收由于變壓器原邊的漏感而產(chǎn)生的高壓毛刺。電阻R1、穩(wěn)壓管VR2、光耦U2與電容C5構(gòu)成了電壓反饋電路以保證輸出電壓穩(wěn)定。電阻R2與VR2構(gòu)成一假負(fù)載，以保證當(dāng)電源空載或輕載時輸出電壓穩(wěn)定。電感L1與電容C3構(gòu)成LC濾波器以防止輸出電壓脈動過大。二極管D3與電容C4構(gòu)成一整流電路以提供光耦U2光電三極管的偏置電壓。電感L2、電容C6和C7用于降低系統(tǒng)的電磁干擾(EMI)。
圖1 基于TOPSwitch的反激式電源
TOPSwitch簡介
TOPSwitch是POWER公司生產(chǎn)的高集成的用于開關(guān)電源的專用芯片。它將功率開關(guān)管與其控制電路集成于一個芯片內(nèi)，并具有自動復(fù)位，過熱保護(hù)與過流保護(hù)等功能，其功能原理圖如圖2所示。當(dāng)系統(tǒng)上電時，D引腳變?yōu)楦唠娢?，?nèi)部電流源開始工作且片內(nèi)開關(guān)在0位，TOPSwitch給并接在C引腳的電容C5(見圖1)充電，當(dāng)C5端電壓達(dá)到5.7V后，自動重起電路關(guān)閉，片內(nèi)開關(guān)跳到1位，C5一方面提供TOPSwitch內(nèi)部控制電路的電源，使誤差放大器開始工作，另一方面提供一反饋電流以控制開關(guān)管的占空比。MOSFET開關(guān)管的驅(qū)動信號由內(nèi)部振蕩電路、保護(hù)電路和誤差放大電路共同產(chǎn)生。C5兩端的電壓愈高，MOSFET開關(guān)管驅(qū)動脈沖的占空比愈小。
公式推導(dǎo)
根據(jù)在MOSFET開關(guān)管導(dǎo)通瞬間變壓器內(nèi)是否存有能量，可認(rèn)為該電路分別工作于連續(xù)模式與斷續(xù)模式，它們所對應(yīng)的原邊電流分別如圖3a，3b所示。圖中：Ip為變壓器原邊電流的峰值；Ir為變壓器原邊電流變化值；T為MOSFET開關(guān)管的開關(guān)周期；ton為MOSFET開關(guān)管的導(dǎo)通時間；toff為MOSFET開關(guān)管的關(guān)斷時間。下面將導(dǎo)出相應(yīng)于這2種模式的幾個重要參數(shù)的數(shù)學(xué)表達(dá)式：
圖2 TOPSwitch功能原理圖
圖3 2種工作模式下理想原邊電流波形
由能量平衡可得
而
所以
式中：Vin為電容C1端電壓；Iavg為流過變壓器原邊的平均電流；Pin為系統(tǒng)的輸入功率；Po為系統(tǒng)的輸出功率；η為系統(tǒng)的效率；D=ton/T為驅(qū)動脈沖的占空比；Krp=Ir/Ip為電流的波峰比(原副邊相等)。
連續(xù)模式
由上可得
式中：Vor為MOSFET開關(guān)管關(guān)斷時原邊產(chǎn)生的感應(yīng)電勢；Vds為MOSFET開關(guān)管導(dǎo)通時漏- 源極壓降；Lp為變壓器原邊電感量；V1定義為VinD。
斷續(xù)模式
易知，當(dāng)
時，系統(tǒng)工作于準(zhǔn)連續(xù)模式，即，式(9)為系統(tǒng)的臨界條件。
以上給出了占空比D，波峰比Krp和峰值電流Ip與C1端電壓Vin ，輸入功率Pin ，變壓器原邊電感量Lp，原邊感應(yīng)電勢Vor以及MOSFET開關(guān)管開關(guān)周期T的關(guān)系式，圖4和圖5分別給出了寬輸電壓入范圍(交流85～265V)內(nèi)以上各參數(shù)隨Lp和Vor的變化曲線。
圖4 寬電壓范圍內(nèi)各參數(shù)隨原邊電感的變化曲線
圖5 寬電壓范圍內(nèi)各參數(shù)隨原邊感應(yīng)電勢的變化曲線
主要參數(shù)計算
下面將以一實例為基礎(chǔ)，介紹基于TOPSwitch的反激式DC/DC電源的各主要參數(shù)的選取。設(shè)計要求：①輸入工頻交流電壓85～265V；②輸出一路隔離的15V直流電壓；③輸出功率40W。其電路圖如圖1所示(認(rèn)為該系統(tǒng)的效率η為0.8 ，即，Pin=50W)。
輸入濾波電容C1電容C1用于保持整流后的直流電壓平穩(wěn)，假設(shè)系統(tǒng)允許20%的脈動，二極管導(dǎo)通時間為4ms ，則C1值可由下式?jīng)Q定：
式中：Tline為輸入交流電壓的周期；tdon為每周期內(nèi)整流二極管的導(dǎo)通時間；Vacmin為系統(tǒng)的最低輸入電壓；kmin為電容兩端的最小電壓與最大電壓之比。通常情況下，C1取2～3倍的Pin(單位為μF)。今取C1為100μF。
TOPSwitch在寬電壓范圍內(nèi)，由芯片TOP224Y構(gòu)成的反激式電源的輸出功率可達(dá)45W ，符合設(shè)計要求。芯片TOP224Y 的主要參數(shù)為：工作頻率f=100kHz ；最大占空比Dmax=67%；最大允許電流Ilimit=1.5A ；內(nèi)部MOSFET開關(guān)管的最大阻斷電壓Vbdss=700V。
反激式變壓器反激式變壓器是該系統(tǒng)中最關(guān)鍵、也是最復(fù)雜的一個元器件，與其相關(guān)的參數(shù)有很多，本文主要介紹原邊電感量和匝比的計算。
根據(jù)經(jīng)驗，當(dāng)MOSFET開關(guān)管關(guān)斷時，加在MOSFET開關(guān)管漏源極的最大尖峰電壓Vdsmax為Vinmax+1.4×1.5Vor + Vd1( Vd1為二極管D1的瞬間正向?qū)妷海O(shè)為20V)。由于TOP224Y 的最大關(guān)斷電壓為700V，故Vor應(yīng)小于145V。由圖5可知，Vor愈大，Ip愈小，最大占空比Dmax愈大?？紤]到TOP224Y 的最大占空比與最大電流，取Vor=135V。
根據(jù)Vor可計算出變壓器的匝比：
式中：Vo為系統(tǒng)的輸出電壓。圖4給出了各參數(shù)隨原邊電感Lp的變化曲線，由圖可知，隨著L p的增大，系統(tǒng)工作于連續(xù)模式的電壓范圍有所加寬(這是所希望的，因為連續(xù)模式下系統(tǒng)的效率更高)；流過TOP224Y的最大電流有所減小，系統(tǒng)的最大占空比保持不變(僅當(dāng)系統(tǒng)完全工作于斷續(xù)模式時才發(fā)生變化)。然而，電感量愈大，電感體積愈大，磁芯愈容易飽和?？紤]到流過MOSFET開關(guān)管的最大電流裕量，取Lp=600μH。
VR1和D1
根據(jù)經(jīng)驗，穩(wěn)壓管VR1的反向擊穿電壓應(yīng)取為1.5倍的Vor ，今選用P6KE200。二極管D1應(yīng)選用快恢復(fù)二極管，如BYV26C。
輸出整流電路
D2，C2D2應(yīng)選用快恢復(fù)二極管，其最大允許直流電流應(yīng)不小于1.5Po/Vo=4A。由于流過該二極管的電流較大，故應(yīng)注意其散熱。電容C2應(yīng)選等效串連電阻(ESR)較小的電解電容，其電容值與輸出要求有關(guān)，今選1000μF的電解電容。
VR2
電阻R1上的電壓降，光耦U2光電二極管的導(dǎo)通壓降和穩(wěn)壓管VR2的反向擊穿電壓決定了輸出電壓的大小，忽略R1的壓降，設(shè)光電二極管的導(dǎo)通壓降為0.7V，則穩(wěn)壓管VR2的反向擊穿電壓應(yīng)為15V-0.7V=14.3V。今選擊穿電壓為15V的穩(wěn)壓管(1N4744A)。
其他參數(shù)
如若輸出電壓脈動過大，可考慮加上由L1和C3組成的濾波電路。D3的選取只需考慮反向耐壓即可。C5按廠家推薦取47μF的瓷片電容；C4取0.1μF 的瓷片電容。
實驗結(jié)果
圖6 給出了輸入電壓220V(交流)、輸出功為40W 時MOSFET開關(guān)管漏極電壓Ud，變壓器原邊電流Ip和變壓器副邊電流Is的實驗波形，圖7給出了輸入電壓105V(交流)、輸出功率40W時上述各點的波形，由圖可知此時系統(tǒng)分別工作于斷續(xù)模式和連續(xù)模式。圖中，當(dāng)MOSFET開關(guān)管關(guān)斷時，電壓Ud和電流IP的振蕩是由變壓器原邊漏感、變壓器原邊寄生電容產(chǎn)生的。同理，電流Is的振蕩是由變壓器副邊漏感、變壓器副邊寄生電容產(chǎn)生的。當(dāng)變壓器副邊電流Is降為零，而MOSFET開關(guān)管尚未導(dǎo)通時，電路的寄生電容與變壓器原邊電感形成諧振電路，使Ud產(chǎn)生振蕩。
圖8 則分別給出了輸入電壓220V(交流)、輸出功率為40W、輸入電壓85V(交流)、輸出功率為24W 和輸入電壓85V(交流)、輸出功率為40W時的輸出電壓波形。
圖6 系統(tǒng)工作于斷續(xù)模式時的各點實驗波形
圖7 系統(tǒng)工作于連續(xù)模式時的各點實驗波形
圖8 電源輸出電壓波形
結(jié)論
由圖8可知上述設(shè)計的電源在寬電壓輸入范圍內(nèi)，滿負(fù)載情況下均能穩(wěn)定工作；在重載的情況下輸出電壓平均值隨輸入電壓的變化而略有變化(變化范圍不大于1.5V)，而這可通過用三端穩(wěn)壓器件TL431代替穩(wěn)壓管VR2來改善；在最壞情況下，即輸入85V(交流)、輸出功率40W 時輸出電壓的脈動范圍小于0.8V，完全滿足一般的應(yīng)用要求。隔離的15V穩(wěn)壓電源應(yīng)用廣泛，例如，功率開關(guān)管的驅(qū)動電路的電源就是(15±1.5)V，所以上述設(shè)計方法是完全可行的。
反激式變壓器的設(shè)計實例（上）
2007-8-10 9:07:00
盡管在buck變換器的設(shè)計中沒有用到反激式變壓器，但由于反激式變壓器介于電感與變壓器之間，為了幫助大家進(jìn)一步搞清楚這個特殊的磁性元件，在此我們給出反激式變壓器的設(shè)計，并作為設(shè)計范例。介紹的內(nèi)容要比直流電感簡單一些，但是很多方面是一致的。說明一下，這里設(shè)計的反激式變壓器是有隔離的，而非隔離反激式電感的設(shè)計除了沒有副邊以外，其他的幾乎相同。我們的設(shè)計要求為：直流輸入電壓為48V(為了簡便起見，假設(shè)沒有線電壓波動)，功率輸出為10W，開關(guān)頻率是250kHz，允許功率損耗0.2W(根據(jù)總的損耗，可以知道變換器的效率要求)，因此變換器效率為98％(0.2W／10W=2％)。效率的大小與磁芯的尺寸有關(guān)，變壓器體積越小，效率越低。
(隔離、斷續(xù)模式的)反激式變壓器原邊設(shè)計時只需要用到四個參數(shù)：輸出功率、開關(guān)頻率、功耗、輸入電壓(設(shè)計非隔離反激式電感也只需這四個參數(shù))。這里，我們還沒有提到電感量，電感量由很多參數(shù)決定，在下面的內(nèi)容中我們將會介紹它們之間的關(guān)系。
我們用UC3845芯片(8腳、中等價格)提供PWM信號，其最大占空比為45％，占空比的大小是根據(jù)變換器是工作在連續(xù)狀態(tài)還是斷續(xù)狀態(tài)來確定的，稍后的章節(jié)中將介紹如何計算占空比，在這個例子中，我們選用斷續(xù)模式。
我們再增加一項設(shè)計要求：就是變壓器體積要盡量小，有一定的高度限制。我們將會看到，變壓器的設(shè)計與電感的設(shè)計不完全相同，變壓器通?？梢赃x用多種不同的磁芯來實現(xiàn)相同的電氣特性。在這個例子中，還要根據(jù)其他一些要求來選擇磁芯，包括尺寸、成本等因素。
1 反激式變壓器的主要方程
首先，我們做一些基本的準(zhǔn)備工作。正如這一章一開始介紹的理論內(nèi)容中所說的那樣，當(dāng)反激式變換器原邊開關(guān)器件導(dǎo)通時，變壓器原邊繞組的作用相當(dāng)于一個電感。電壓加在原邊電感上，開關(guān)導(dǎo)通期間，電流持續(xù)上升：
這里，DC是占空比，f是開關(guān)頻率，T=1／f是開關(guān)周期，這個方程適用于電流斷續(xù)模式反激式變壓器，原邊電流波形如圖案5-17所示。
儲存在原邊電感中的能量取決與峰值電流的大小：
能量每個周期傳遞一次，
這個方程是電流斷續(xù)模式下反激式變壓器的基本方程。這個方程告訴我們，一旦輸入電壓固定，如果要增加輸出功率，那么只能通過減低開關(guān)頻率或者減少電感來實現(xiàn)。而如果開關(guān)頻率也已經(jīng)選定，那么只有通過減少電感才能增加功率。但是實際的電感都有一個最小值(比如10倍的分布電感，最小為5μH)，斷續(xù)模式工作的反激式變換器有最大輸出功率的限制，這個例子中為50～100W。
實用提示 低輸入電壓、功率大于50W，不要采用反激式變換器。
我們?nèi)￠_關(guān)頻率為250kHz(可能，開關(guān)頻率受開關(guān)器件本身的限制)，計算可得：
或者，取L=93μH，可以計算得到峰值電流Ipk為：
2 磁芯材料類型的選擇
現(xiàn)在我們來選擇磁芯材料。考慮到開關(guān)頻率比較高，我們可以選用鐵氧體材料或者M(jìn)PP，完善的設(shè)計必須兩者都考慮，重復(fù)所有步驟。為了方便介紹，這里只考慮鐵氧體材料，因為如果效率相同，鐵氧體磁芯的體積比MPP的體積更小。
我們已經(jīng)知道(工程上單位取厘米、安和高斯)
以及
這里lm是磁路長度。我們要用的鐵氧體磁芯磁路長度非常短，這樣B值會很大，甚至可能會使磁芯飽和，同時損耗也增大了。因此反激式變壓器的設(shè)計(包括一些采用鐵氧體材料的直流電感器)總是采用氣隙。由于空氣的磁導(dǎo)率遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于鐵氧體，因此氣隙能夠極大地增加磁路的有效長度。帶有氣隙磁芯的有效磁路長度為：
在很多實際應(yīng)用的例子中，方程5.2的后面一項要遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于前面一項
所以，下面的近似是合理的：
注意：這只是一個近似關(guān)系，并不能保證任何時候都成立，每一次設(shè)計的時候都要檢查
一下這個近似關(guān)系是否成立。
用近似值來計算，我們可以得到以下式子：
這些方程的使用前提我們必須非常清楚：對于帶有氣隙的鐵氧體材料磁芯，在確認(rèn)方程5.3成立的條件下，可以使用方程5.4；否則，應(yīng)該使用基本方程5.1a和5.1b。請記住：如果磁芯的氣隙非常小，應(yīng)該使用有效磁路長度(方程5.2)。
3 磁芯的選擇
一點也不奇怪，為了某一個具體的設(shè)計任務(wù)，我們需要在多種不同型號的磁芯中進(jìn)行選擇，以確認(rèn)自己所選型號的是最合適的。在我們將要設(shè)計的這個例子中，變壓器的高度要求就是我們的設(shè)計準(zhǔn)則。這樣，很多型號的磁芯我們就可以不用考慮了。最后我們選擇了EFD型號的磁芯(“EFD”名字的代表：“Economic Flat Design”——經(jīng)濟型平面設(shè)計)；當(dāng)設(shè)計完成以后，和其他型號的磁芯相比，確實非常合適——高度很低，是扁平型的!選好磁芯以后就不用考慮元件高度的限制了。
我們先選用尺寸最小的EFD磁芯，例如由philips公司生產(chǎn)的EFD10，并驗算一下是否能夠傳輸10W的功率。如果不能傳輸10W的功率，我們再選用尺寸大一些的磁芯。磁芯的有關(guān)參數(shù)可以參考philips公司軟磁鐵氧體磁芯目錄，我們把它重畫于圖5-18中。
4 磁芯材料的選擇
現(xiàn)在我們來選擇磁芯的材料，在圖5-19 philips公司提供的目錄中，我們看到可以選擇的材料很多。實際上，如果我們查閱其他廠商的產(chǎn)品說明書就會發(fā)現(xiàn)，其實可以選擇的種類幾乎是非常之多，并且沒有兩個廠家會采用完全相同的材料，每一種材料的性能也各不一樣。如何來選擇材料?
我們首先來看看philips公司的材料[1]，以前，幾乎所有的電源磁芯都采用3C6A材料，這種材料的性能較差而且損耗很大；現(xiàn)在這種材料在市場稱為3C80，主要用于低成本的電源；目前已被3C8取代現(xiàn)在稱為3C81。隨著開關(guān)頻率的不斷提高，philips公司推出了各種系列的新材料——請記?。弘S著頻率的提高，損耗以大于線性的速度增大。由于磁芯的損耗與頻率的高低有很大關(guān)系?，F(xiàn)在雖然磁芯材料的種類非常之多，我們可以根據(jù)頻率的高低來選擇材料。
這也是每一個廠家生產(chǎn)各種各樣磁性材料的原因所在。進(jìn)一步的測試顯示，每一個廠家(至少大致這樣)在每一個頻率范圍所生產(chǎn)的磁性材料其實都是類似的。而且磁性材料的說明書上也經(jīng)常能夠看到某一種型號可以用其他廠家的來替代。材料上的微小差異被結(jié)構(gòu)尺寸上的差異所掩蓋。
我們這個反激變壓器的開關(guān)頻率為250kHz，查一下圖5.19的軟磁鐵鐵氧體材料選擇表，發(fā)現(xiàn)最合適的材料是3F3(再說明一下，其他廠商也有類似的材料)。這種材料的性能優(yōu)良，相同頻率的損耗要比3C85材料低一半。但是磁芯材料領(lǐng)域變化很快，必須了解最新動態(tài)，或許當(dāng)你看到這本書的時候已經(jīng)有更好的材料可以選擇了!但我們這個例子中選擇的是EFD10磁芯，材料為3F3。
5 氣隙的選擇
磁芯的形狀和材料選好以后，下面我們開始選擇氣隙。通常先取最大磁感應(yīng)強度(即磁通密度)(根據(jù)損耗)，然后確定氣隙大小，磁通也就確定了。(這就是說，磁感應(yīng)強度和電感都確定的前提下才能確定氣隙的大小——當(dāng)然，只有磁感應(yīng)強度一個條件是不夠的，因為還與匝數(shù)有關(guān)。)對于氣隙，可能會有一個問題，有時要求磁芯只有一邊有氣隙，而另一邊沒有氣隙。這需要特意開模具，需要很多錢。另一個可能出現(xiàn)的問題是：氣隙非常小，任何一點很小的氣隙誤差都會對磁感應(yīng)強度產(chǎn)生很大的影響，并進(jìn)一步影響損耗，甚至?xí)?dǎo)致磁芯的飽和。
實用提示 氣隙不要小于10～20mil(千分之一英寸，即0.25～0.5mm)，因為磁芯制造的時候通常會有1～2mil(0.025～0.05mm)的誤差。如果氣隙小于10～20mil，最好買一個本身帶有氣隙的磁芯，這種帶氣隙的磁芯保證的是AL的大小，而不是氣隙的大小。
即使是使用帶有氣隙的磁芯，仍然會有很多問題：由于本身的氣隙很小，當(dāng)兩塊磁芯連接在一起的時候，總的氣隙誤差會比較大；粘合用的膠水也會增加氣隙的長度(特別當(dāng)膠的密度不均勻的時候)。如果是密封封裝，磁芯遇熱還會膨脹等等。因此，為了避免出現(xiàn)這些問題，氣隙長度最好大于20 mil。
實用提示 如果購買的磁芯有給定參數(shù)AL，通常半個磁芯帶有氣隙，另半個則沒有氣隙。因此，設(shè)計中如果想得到AL的氣隙，可以把那兩個都帶有氣隙的半塊磁芯拼裝連接起來，當(dāng)然，另外兩塊沒有帶沒有氣隙的磁芯可以先放在一邊，需要的時候再拼成一對使用。
實用提示 當(dāng)實驗室里需要自己處理氣隙時，經(jīng)常會碰到這樣的問題：磁芯外側(cè)的兩個磁柱上每個磁柱留出的氣隙長度(例如，2mil多層聚酯磁帶)等于設(shè)計的氣隙長度，這是錯誤的。請記?。耗阍O(shè)計的氣隙是總的空氣回路的長度，等于中心磁柱上氣隙長度再加上外側(cè)磁柱上氣隙長度(磁芯有兩個完整的磁路，每邊一個)。因為墊氣隙的時候，在外側(cè)磁柱上墊出氣隙的同時，中心磁柱上也墊出了氣隙。所以，外側(cè)磁柱上的氣隙長度只要總氣隙長度的一半就可以了(如圖5-20)。
實用提示 如果想在中心磁柱得到等效50mil的氣隙，外側(cè)磁柱每邊的氣隙長度只要25mil即可。
回到我們磁芯氣隙設(shè)計的例子中來，查閱philps磁芯目錄的另一頁(圖5-21)，我們發(fā)現(xiàn)，作為標(biāo)準(zhǔn)型號，EFD10有5種不同的AL值。不難看出，對這么小尺寸的磁芯來說，93μH的電感值是很大的，所以我們從最大的AL開始。最大的AL意味著匝數(shù)可以最少，那樣線圈電阻也可以最小。這種磁芯最大AL對應(yīng)160nH。93μH需要的匝數(shù)為
說明：氣隙可以通過Ae=0.072cm2來計算，所以有
這樣，可以得到氣隙長度=0.0057cm=2.2 mil，這個值太小了!這么小的氣隙是不能采用的。
算好氣隙長度后，我們可以計算出磁感應(yīng)強度，
這個值遠(yuǎn)大于100℃時的飽和磁感應(yīng)強度3300G(雖然在室溫25℃時，這個數(shù)要比飽和磁感應(yīng)強度5000G要小一些，但是不要被混淆。)
用同樣方法繼續(xù)計算其他AL值，并把計算結(jié)果列于表5-5中。最下面一項的(AL=25nH)是philips提供帶有最大氣隙的磁芯。從這個表中我們發(fā)現(xiàn)，只有后面的兩項100℃溫度時3F3材料的磁感應(yīng)強度小于飽和磁感應(yīng)強度3000G。對于AL=63與100nH我們就不用再考慮了。
0
推薦反激式變壓器的設(shè)計實例（下）
2007-8-10 9:20:00
6 磁芯損耗
對于我們選擇的AL=25與AL=40nH，它們的磁芯損耗情況怎么樣?這一章一開始給出的反激變壓器里，電流是單方向的，所以磁感應(yīng)強度也是單方向的：從0增加到Bmax，然后又降低到0。所以磁感應(yīng)強度的峰峰值是Bmax的一半。250kHz時，對于3F3材料，磁感應(yīng)強度為2463／2=1231G時的損耗近似為330mW／cm3；磁感應(yīng)強度為1956／2=978G時損耗近似為170mW／cm3。(Philips產(chǎn)品目錄中也給出了3F3材料的特性，見圖5-22。)
7 怎么運用磁性材料性能圖表
和大家一樣，作者也無法很好地運用磁性材料性能圖表數(shù)據(jù)，我們可以通過方程mW／cm3=a×Bx來解決這個問題，這里的a與x是常數(shù)，可以通過選擇圖表中和坐標(biāo)軸交叉的兩點來確定a與x的值。兩個方程包含兩個未知數(shù)，很容易通過手工計算解得這兩個數(shù)，也可以用數(shù)學(xué)編程的方法來解。
具體來說，對于200kHz時的3F3材料，如果取磁感應(yīng)強度為500G，那么損耗為20mW／cm3，如果磁感應(yīng)強度為800G，則損耗為80mW／cm3。這兩個方程為：
第一個方程兩邊同乘4得
與第二個方程合并，可得
兩邊同時取對數(shù)，可得
很快可以計算得到x=2.94。代回原方程，有a=2.19×10-7。因此，200kHz時有，
其他頻率點，就不用重復(fù)上面的計算了，我們可以得出250kHz時的數(shù)據(jù)，只要乘以系數(shù)(250kHz／200kHz)=1.25即可，與原先估計的很接近。
8 降低開關(guān)頻率可否降低磁芯損耗
為了回答這個問題，我們先回憶下本章的理論內(nèi)容，損耗與頻率、磁感應(yīng)強度之間是一種非線性關(guān)系，典型的關(guān)系式為：
所以，我們不妨看看如果開關(guān)頻率降低一半，結(jié)果會有怎么樣：
因為，我們需要有2倍的電感值來保持同樣的功率，這意味著需要有倍的繞組匝數(shù)來實現(xiàn)兩倍的電感。這就使得磁感應(yīng)強度變?yōu)樵瓉淼谋叮驗榇鸥袘?yīng)強度B與匝數(shù)同比增加。
總的損耗，即每一磅的損耗乘以重量，為
由于磁芯的重量和存儲能量的大小有直接的關(guān)系，而存儲能量與電感量呈線性關(guān)系。因此開關(guān)頻率降低一半，磁芯損耗幾乎變?yōu)樵瓉淼?倍。另一方面，降低開關(guān)頻率的確能夠降低開關(guān)晶體管的損耗：
式中，K由通態(tài)損耗決定，A由開關(guān)速度決定。如果開關(guān)損耗遠(yuǎn)大于通態(tài)損耗的話(開關(guān)頻率很高的時候確實如此)可以有
一般情況下，通常的情況是這樣的：即使在整個范圍內(nèi)進(jìn)行優(yōu)化，改變開關(guān)頻率對效率的影響不是很大。而真正的好處在磁芯尺寸的大小上卻非常明顯，隨著開關(guān)頻率增加，體積明顯可以減小。
下面我們繼續(xù)計算磁芯損耗，磁芯的總體積為171mm3=0.171cm3。因此我們選擇的第一個磁芯的損耗為330mW／cm3x0.171cm3=56mW。第二個磁芯的損耗為170mW／cm3×0.171cm3=29mW。我們原先指標(biāo)里設(shè)定的損耗為0.2W，故這兩個都可以正常工作，我們選擇低AL值的磁心。
如果磁芯損耗大得無法接受，可以有兩個辦法：第一個辦法是進(jìn)一步增加氣隙，如兩半塊磁芯的匹配連接，定制自己需要的、帶有氣隙的磁芯；第二個辦法是選用大尺寸的磁芯。隨著氣隙的增大，其邊界范圍也隨著增大(磁場要通過磁芯外面的空氣介質(zhì)才能耦合過來)，漏感也要增大，漏感增加會影響到電路中的其他元件，并且使變壓器的效率減低。同時大型號的磁芯體積也相應(yīng)的比較大，需要占用更大的印制版面積，成本更高。在工程設(shè)計中，通常要權(quán)衡這些因素，折中選擇。
9 繞組損耗
下面來計算銅損耗。手冊中，我們選用型號的磁芯沒有給出窗口面積，可以根據(jù)圖5-23給出的磁芯實際尺寸來計算窗口面積。
計算窗口面積的時候，要記住繞線從一個窗口進(jìn)線，另一個窗口出線，繞成一個閉合線圈。所以繞線的窗口面積是磁芯兩個窗口面積的一半，如圖5-23陰影面積所示。(一個完整的磁芯由這樣相同的兩個半塊磁芯組成的。)整個磁芯的總的窗口面積(WA)應(yīng)該是陰影面積的2倍。
對這種形狀的磁型來說，填充系數(shù)可以高達(dá)80％。(如果原副邊之間需要隔離，最好用較小的填充系數(shù)來計算：首先分配好絕緣層的面積，剩余面積的800%再分配給漆包線。)用這樣的方法來計算每匝所占用的面積，不要忘記窗口面積只能用其一半來繞原邊(另一半留給副邊)：
為了計算繞線每一匝的長度(我們?nèi)”Ｊ刂?，繞線的每一匝都要繞得非常平整，我們假設(shè)繞組沿著窗口從一邊饒到另一邊，形狀上繞成三維的正方體(也就是說，如果把磁芯拿開，留下的繞組應(yīng)該是一個正方體)
所以溫度20℃時的電阻不會超過
當(dāng)溫度升高時，線圈的電阻會隨之增大，假定最終溫度為60℃(計算方法同直流電感中電阻的計算)，繞線的電阻為
通常，通過磁芯元件上功率損耗的計算(采用上述例子中的方法計算表面積的近似值)，再加上環(huán)境溫度，最后得到的變壓器工作時的溫度是比較精確的。否則，可采用迭代的方法計算。
10 是否要考慮趨膚效應(yīng)
趨膚效應(yīng)會導(dǎo)致電流只在導(dǎo)體的表面流動。趨膚效應(yīng)的深度(趨膚深度)取決于頻率的高低。頻率不高的情況下，趨膚深度大于導(dǎo)線半徑，此時導(dǎo)線的整個截面積都能夠得到有效的利用。因此在高頻情況下，趨膚效應(yīng)就變得很重要：由于電流只在表面流動，所以即使把導(dǎo)線的截面積增加一倍，電阻也不會降低。
另一方面，采用多股細(xì)線(絞在一起)的效果也不好。由于絞線的每股線之閭都是絕緣的，(如果每股細(xì)線之間不絕緣，那就不能算是一股，那樣一捆導(dǎo)線是沒有什么用的。)因此會有相當(dāng)一部分窗口面積被絕緣部分占用。需要用多少股細(xì)線才能減小電阻要根據(jù)具體的應(yīng)用情況來確定。
為了減小損耗，可以選用規(guī)格28號線，也可以選用多股細(xì)線。我們先考慮趨膚效應(yīng)下的近似趨膚深度：
250kHz開關(guān)頻率時，趨膚深度為δ=6.61／= 0.13cm=0.0052in．。而我們選擇的28號線，其裸線的半徑為0.0063in。(顯然，絕緣層的厚度是無關(guān)的，因為絕緣材料不導(dǎo)電。)
所以，導(dǎo)線導(dǎo)電部分的截面積是圖5-24中的非陰影部分的面積，其大小為
有的時候，設(shè)計人員會采用比趨膚深度小的導(dǎo)線?，F(xiàn)在看一下如果采用31號線代替規(guī)格28號線會有什么結(jié)果(線的尺寸是對數(shù)關(guān)系，導(dǎo)線號數(shù)增加3號，對應(yīng)面積減小一半)。31號線的裸線半徑為0.0044in，小于比趨膚深度，電流可以流過其所有的截面積。電流流過的截面積為A=2strands×π(0.0046in.)2=0.000133in.2，比28號線的有效面積大了10％左右。但是不要忘記導(dǎo)線的絕緣層，28號線絕緣層的面積每匝為210 mil，而31號線的絕緣層面積兩股為2×110.c.m=220.c.m，比單股的28號線大5％左右，因此即使不考慮繞線絞合的空間問題(絞線與單股線的繞線方法不同)，也沒有必要采用多股細(xì)線。不要認(rèn)為絞線的效果就一定會更好，需要仔細(xì)檢查其實際應(yīng)用情況。在這個例子中，我們還是采用28號線。
11 銅耗與變壓器總損耗
繼續(xù)我們的設(shè)計分析，請記住：導(dǎo)線上的損耗是由流過電流的有效值(RMS)決定的(不要搞混淆!)對于圖5-17的鋸齒波波形來說，其電流有效值為
因此，原邊消耗的功率為Ppri=(0.36A)2×467mΩ=60mW。由于原邊和副邊各占窗口面積的一半，因此我們完全可以要求副邊消耗的功率與原邊相同，可以得到總損耗為PTOT=Pcore+Ppri+Psec=29mW+60mW+60mW=0.15W。這樣，變壓器的總損耗為0.15W、輸出為10W，即效率為98.5％，比我們原來的損耗目標(biāo)還要少0.2W。
注意到銅損耗要遠(yuǎn)大于磁芯損耗(0.12W與0.03W)，我們可以進(jìn)一步減少線圈匝數(shù)和磁芯的氣隙?；蛟S，A1=40nH就是最優(yōu)的選擇。因為上面的設(shè)計結(jié)果已經(jīng)滿足技術(shù)要求，我們不再進(jìn)一步深入討論。
12 磁感應(yīng)強度有兩個公式嗎
至此，我們已經(jīng)能夠設(shè)計儲能磁芯(能量存儲于氣隙中)，即電感。(回憶一下：反激式變壓器在開關(guān)周期的一段時間內(nèi)相當(dāng)于一個電感。)現(xiàn)在我們來設(shè)計不存儲能量的變壓器。我們先來看另外一個主要問題。通常人們會用兩個不同的公式來計算變換器中的磁感應(yīng)強度(電感只有一個計算方法)。這會讓你疑惑這兩個公式最初是從什么地方推導(dǎo)得來的?不同的場合又該選用哪個公式呢?這一節(jié)將證明這兩個公式其實是完全一致，選用哪個公式通常由已知條件決定，完全是為了使用的方便。
工程上，我們已經(jīng)知道：
與
從公式5.5可以得到μ的值：
代入公式5.6中，可以得到
但是，公式5.7和L=Vt／I是一樣的，所以
因此，方程5.6和5.8是等價的。一般情況下，在有儲能(如電感)的條件下，因為電流是已知的，人們經(jīng)常使用公式5.6；而對變壓器來說，施加的電壓和時間是已知的，所以人們經(jīng)常使用公式5.8。但是，這兩個方程其實完全等價，當(dāng)然計算得到的磁感應(yīng)強度也是一樣的。
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推薦反激式變壓器設(shè)計
發(fā)布時間：2005年8月8日 17時15分
用于單片集成開關(guān)IC開關(guān)電源
的反激式變壓器設(shè)計
索引-
1)反激式變壓器設(shè)計介紹
2)電源設(shè)計所需的標(biāo)準(zhǔn)
3)變壓器設(shè)計步驟
4)變壓器結(jié)構(gòu)
5)磁芯類型
6)導(dǎo)線線規(guī)表
7)參考資料
8)變壓器元件來源
1〕反激式變壓器設(shè)計介紹
反激式電源變換器設(shè)計的關(guān)鍵因素之一是變壓器的設(shè)計。在此我們所說的變壓器不是真正意義上的變壓器，而更多的是一個能量存儲裝置。在變壓器初級導(dǎo)通期間能量存儲在磁芯的氣隙中，關(guān)斷期間存儲的能量被傳送給輸出。初次級的電流不是同時流動的。因此它更多的被認(rèn)為是一個帶有次級繞組的電感。
反激電路的主要優(yōu)勢是成本，簡單和容易得到多路輸出。反激式拓?fù)鋵τ?00W以內(nèi)的系統(tǒng)是實用和廉價的。大于100W的系統(tǒng)由于著重降低裝置的電壓和電流，其它諸如正激變換器方式就變得更有成效。
反激式變壓器設(shè)計是一個反復(fù)的過程，因為與它的變量個數(shù)有關(guān)，但是它不是很困難，稍有經(jīng)驗就可快速和容易的處理。在變壓器設(shè)計之前的重點是定義電源參數(shù)，諸如輸入電壓，輸出功率，最小工作頻率，最大占空比等。根據(jù)這些我們就可以計算出變壓器參數(shù)，選擇合適的磁芯。如果計算參數(shù)沒有落在設(shè)計范圍內(nèi)，重復(fù)計算是必要的。利用網(wǎng)站上的EXCEL電子表格可以容易的處理這些步驟。
屬于ISMPS IC的IR40xx系列最初設(shè)計應(yīng)用于準(zhǔn)諧振方式，這意味變壓器工作于不連續(xù)模式（磁場不連續(xù)，當(dāng)變壓器中的能量傳遞到次邊后磁場反回到零）。在PRC模式中的變壓器通常也工作于不連續(xù)狀態(tài)，若工作于連續(xù)狀態(tài)時工作頻率設(shè)置的很低（約20KHZ時一般不實用，因為需要較大尺寸的磁芯）。因此本應(yīng)用手冊僅包含不連續(xù)設(shè)計的實例。
2〕電源設(shè)計所需的標(biāo)準(zhǔn)
在開始變壓器設(shè)計之前，根據(jù)電源的規(guī)范必須定義一些參數(shù)如下：
1〕最小工作頻率－ｆmin
2〕預(yù)計電源效率－η≈0.85~0.9(高壓輸出)，0.75~0.85（低壓輸出）
3〕最小直流總線電壓－Vmin如110V時最小輸入電壓85Vac，可有10V抖動）
4〕最大占空比－Dm（建議最大值為0.5）
5）串聯(lián)諧振電容值－Cres〔建議取值范圍為100pf~1.5nf，見圖1〕
3〕變壓器設(shè)計步驟
首先計算總輸出功率，它包括所有次級輸出功率，輔助輸出功率和輸出二極管的壓降。通常主要輸出電流若大于1A使用肖特基二極管，小于1A使用快恢復(fù)二極管，當(dāng)小電流輸出時輔助繞組可用1N4148整流（建議輔助電壓為18V，電流為30mA）
輸出功率（Po）計算的是總的輸出功率。
根據(jù)Po變壓器的初級電感可由下式計算出。
圖1 IR40xx系列反激電路典型應(yīng)用
下一步是計算初級，次級和輔助繞組的變比。下式給出初級(Np)和次級(Ns)變比的計算公式：
此處Vo是次級輸出電壓，VD是次級輸出整流管的正向壓降。一個好的方法是先計算次級每
伏的匝數(shù)，依此可計算出初級的匝數(shù)。輔助繞組的匝數(shù)NB可依下式算出。
對于多路輸出電源需要反復(fù)計算找出最佳變比，需要對輸出電壓采取一些折中以確保匝數(shù)為整數(shù)，沒有半匝。
現(xiàn)在就可計算出帶氣隙磁芯的有效電感。這需要從磁芯生產(chǎn)商處獲得所需有氣隙磁芯的Alg值
或者使用標(biāo)準(zhǔn)磁芯通過研磨中間段得到所需的Alg值它也可以用下式由初級電感Lp(μH)和初級匝數(shù)Np計算出。
初級平均電流Iav可由假定效率η，所需總輸出功率Po及最小直流總線電壓Vmin算出。
所需初級峰值電流Ip可由下式算出
圖2給出不連續(xù)模式初級電流波形。可以看出在t1導(dǎo)通期間有一斜坡電流，其上升斜率受直流總線電壓和初級電感Lp控制，最終達(dá)到剛才所計算的峰值電流值Ip。在t2關(guān)斷期間初級無電流流過。在I=Ip處出現(xiàn)峰值磁通。由于IR40xx是自準(zhǔn)諧振電路，t1與t2的轉(zhuǎn)換依賴于輸出負(fù)載和輸入電壓。計算時我們可采用變壓器最壞情況下的最低頻率，最低直流總線電壓和最大負(fù)載。
圖2不連續(xù)反激電路初級電流波形
根據(jù)初級RMS電流I rms能夠算出所需導(dǎo)線線徑，見下式:
下一步是計算所需磁芯尺寸和氣隙。首先選擇磁芯尺寸，可以應(yīng)用第五部分給出的磁芯類型和尺寸選擇適當(dāng)?shù)墓β实燃?。根?jù)下式由有效截面積Ae(cm2)計算出最大磁通密度Bm，作為磁芯選擇依據(jù)（Bm應(yīng)在2000~3000高斯之間，低于2000磁芯未被充分利用，高于3000依據(jù)所用鐵氧體材料可能發(fā)生飽和）。
一個可選方法是由Bm（如2500）計算所需磁芯的最小Ae.見下式
通過改變次級匝數(shù)(Ns)可使Bm在所需范圍內(nèi)，也可直接改變初級匝數(shù)(Np)。對于專門磁芯增加次級匝數(shù)將降低Bm，反過來減少次級匝數(shù)將增大Bm。
交流磁密BAC的應(yīng)用可依據(jù)廠商提供的磁芯損耗曲線。它給出磁通的交流成分而不是峰峰值。這對不連續(xù)變壓器設(shè)計可很方便由下式算出
下一步是計算所需氣隙。這意味著先要計算無隙磁芯的相對導(dǎo)磁率μr，它可由磁芯參數(shù)Ae（有效截面積cm2），Le（有效磁路長度cm2），AL（電感系數(shù)nH/匝2）計算出
現(xiàn)在可以計算氣隙的厚度了。氣隙僅在磁芯的中間部分研磨，這樣有助于防止磁芯邊沿磁通泄漏對周圍元件產(chǎn)生EMI噪聲（然而對于發(fā)展中或小的產(chǎn)品用絕緣材料墊在磁芯外部獲得所需氣隙是可以接收的。但必須切記外部氣隙是計算值的一半）。Ig最小是0.051mm，這是Alg的約束和研磨容許誤差。Ig計算公式如下：
隨著參數(shù)的計算和確定我們現(xiàn)在需要計算合適的導(dǎo)線規(guī)格。首先需要根據(jù)實際骨架寬度(BW)計算可用骨架寬度（BWA）,初級繞組（L）層數(shù)，余留寬度（M）。初級可繞1，2層或3層但要盡量減少層數(shù)以降低初級繞組電容（也可用膠帶絕緣初級能有效的降低繞組電容）和漏電感。余留尺寸取決于由系統(tǒng)輸入電壓和安全處理決定的所需絕緣程度（詳見第4部分變壓器結(jié)構(gòu)）。另一可行辦法是次級
繞組絕緣增大3倍就無需余留空間，這一方法通常應(yīng)用于主要考慮變壓器尺寸的場所，此發(fā)能減小變壓器尺寸，但通常引起成本增加
現(xiàn)在根據(jù)可利用的繞組寬度計算出初級導(dǎo)線規(guī)格，由初級匝數(shù)計算出包括絕緣層在內(nèi)的導(dǎo)線外（OD，mm）。計算的目的是為了讓初級繞組覆蓋整個骨架寬度以產(chǎn)生最強的耦合
現(xiàn)在由第5部分的導(dǎo)線規(guī)格表（它是個好的開始）或者廠商提供的合適的導(dǎo)線規(guī)格表可以選擇與所計算OD值相匹配的導(dǎo)線規(guī)格。依此能得到導(dǎo)線的圓密爾值（CM），進(jìn)一步可以計算初級繞組電流容量（它是反推電流密度的基礎(chǔ)）它被定義為“圓密爾每安培”或CMA
計算的CMAp值應(yīng)在200~500之間，低于200的電流密度太高，它會導(dǎo)致發(fā)熱和功率損耗，高于500導(dǎo)線未被利用到額定電流容量值。如果計算的CMAp低于200需重復(fù)計算，可以增加繞組層數(shù)或選擇大一規(guī)格的磁芯。如果CMAp高于500就減少繞組層數(shù)或小一規(guī)格的磁芯進(jìn)行重復(fù)計算。作為一個規(guī)范初級導(dǎo)線規(guī)格應(yīng)在26AWG之內(nèi)。這是因為在高頻時電流只在導(dǎo)線表面流動，大規(guī)格導(dǎo)線的中心沒有被利用，電流集中在導(dǎo)線表面，這樣就減小了導(dǎo)線有效栽流截面。可以用多股導(dǎo)線克服這以問題，例如多股標(biāo)準(zhǔn)26AWG導(dǎo)線可給出相同的有效CMA。
現(xiàn)在我們需要計算輔助繞組導(dǎo)線規(guī)格和次級繞組導(dǎo)線規(guī)格（或多路輸出電源的繞組）。利用下式能夠計算出適當(dāng)繞組的次級峰值電流
此處Pox是所計算的次級繞組的輸出功率，Po是先前計算的總輸出功率。這確保所計算的次級峰值電流和特定輸出功率相匹配，這一點對多路輸出電源很重要，能保證次級導(dǎo)線規(guī)格不超標(biāo)，這假定次級是單獨繞組。一個可選的辦法是疊加
次級繞組，通過合并輸出返回連接端能夠減少骨架所需引腳數(shù)。這兩種次級繞組安排見下圖3。
圖3 次級繞組的兩種不同安排
在圖3所示例子中次級S1傳導(dǎo)S1，S2，S3的和電流，次級S2傳導(dǎo)S2，S3的和電流，因此導(dǎo)線的規(guī)格必須于之相適應(yīng)。Ispx計算公式變?yōu)橄率剑?div style="height:15px;">
此處ΣPox是各繞組功率之和，例如在圖3 b)中S1＋S2＋S3為S3繞組，S1＋S2為S2繞組。S3仍舊傳導(dǎo)它自己的電流，計算是簡單的?，F(xiàn)在次級RMS電流(Isrms)可以下式計算：
注意此處計算的初級所用CMA（電流容量）要確保與初級和次級的電流容量相匹配。由所計算的CM值從導(dǎo)線規(guī)格表中選擇合適的導(dǎo)線。若可能的話總是在相鄰低點的AWG號（它是相鄰較大導(dǎo)線規(guī)格）附近取值。次級導(dǎo)線規(guī)格大于26AWG時建議不使用單根導(dǎo)線，其原因在前面關(guān)于初級導(dǎo)線規(guī)格時已提及到，所以繞組就需要用小規(guī)格的導(dǎo)線或者絞合線（它通常是多股導(dǎo)線編織而成這種導(dǎo)線一般是定做，價格昂貴，但它使用效果好）并聯(lián)使用。當(dāng)使用并聯(lián)導(dǎo)線時應(yīng)確信全部CM值在前面計算值的10%之內(nèi)。同法可計算出輔助繞組所需的導(dǎo)線規(guī)格。
安全要求、漏電和電氣強度要求以適當(dāng)?shù)臉?biāo)準(zhǔn)列出，例如對于ITE，在美國包含于UL1950中，在歐洲包含于EN60950（IEC950）。5－6mm的漏電距離通常就足夠了，因此在邊沿的應(yīng)用中初、次級間通常留有2.5－3mm的空間。圖5給出邊沿空隙法結(jié)構(gòu)和3層絕緣法結(jié)構(gòu)。邊沿空隙法結(jié)構(gòu)是最常用的類型。邊沿空隙法結(jié)構(gòu)由于材料成本低具有很高的性價比。3倍絕緣法結(jié)構(gòu)變壓器體積可以做的很小，因為繞組可以利用骨架的全部寬度，邊沿不需要留空隙，但是材料成本和繞組成本比較高。
圖5 a)給出邊沿空隙法結(jié)構(gòu)，此例中邊沿空間由被切割成所想要邊沿寬度的帶子實現(xiàn)，這種帶子通常需要1/2爬電距離（如6mm爬電距離時為3mm）。邊沿帶子繞的層數(shù)與繞組高度相匹配。磁芯的選擇應(yīng)是可利用的繞組寬度至少是所需爬電距離的2倍以維持良好的耦合和使漏感減到最小。初級繞組是骨架中的第一個繞組，繞組的起始端（和初級緊密相連）是和IR40xx的漏極引腳相連的末端。這就使通過其它繞組使最大電壓擺動點得到保護(hù)。進(jìn)而使能耦合到印制板上其它元件的EMI最小。如果初級繞組多于一層，在兩繞組層之間應(yīng)放置一個基本的絕緣層（切割成充滿兩邊余留之間寬度），可以減小兩層之間可能出現(xiàn)的擊穿現(xiàn)象，也能減小兩層之間的電容。另一絕緣層放在初級繞組的上面，輔助繞組在此絕緣層之上。在輔助繞組上放置3層膠帶（切割成充滿整個骨架寬度）以滿足初、次級之間的絕緣要求。在此層之上放置另一邊沿空隙，次級繞在它們之間，所以在初、次級之間就有6mm的有效爬電距離和完全電壓絕緣。最后在次級繞組上纏3層膠帶（整個骨架寬度）以緊固次級繞組和保證絕緣。
圖5 b)給出3層絕緣法結(jié)構(gòu)?？梢钥闯龀跫壋錆M整個骨架寬度，和輔助繞組之間僅有一層膠帶，在輔助繞組上纏一層膠帶以防止損壞次級繞組導(dǎo)線的3倍絕緣層。次級繞組纏在其上，最后纏一單層膠帶進(jìn)行保護(hù)。注意繞線和焊接時絕緣不被損壞。
有許多形狀的磁芯可用但反激變壓器一般用E形磁芯，原因是它成本低、易使用。其它類型磁芯如EF、EFD、ETD、EER和EI應(yīng)用在有高度等特殊要求的場合。RM、.toroid和罐形磁芯由于安全絕緣要求的原因不適合使用。低外形設(shè)計時EFD較好，大功率設(shè)計時ETD較好，多路輸出設(shè)計時EER較好。
聚酯和聚酯薄膜是用作絕緣膠帶最常用的形式，它能定做成所需的基本絕緣寬度或初、次級全絕緣寬度（例如3M＃1296或1P801）。邊沿膠帶通常較厚少數(shù)幾層就能達(dá)到要求，它通常是聚酯膠帶如3M＃44或1H860。
勵磁導(dǎo)線的護(hù)套首選尼龍/聚亞安酯，它在和熔化的焊料接觸時阻燃，這樣就允許變壓器浸泡在焊料鍋中。不建議使用標(biāo)準(zhǔn)的瓷釉導(dǎo)線，由于在焊接前要剝?nèi)ソ^緣層。
在3層絕緣結(jié)構(gòu)中次級繞組導(dǎo)線使用3層絕緣導(dǎo)線，和勵磁導(dǎo)線相似主導(dǎo)線是單芯，但是它有不同3個絕緣層，即使三層中任意兩層接觸都滿足絕緣要求。
邊沿空隙結(jié)構(gòu)變壓器繞組的首、尾端需要護(hù)套。護(hù)套必須經(jīng)相關(guān)安全機構(gòu)認(rèn)證至少有0.41mm壁厚以滿足絕緣要求，由于熱阻要求通常使用熱縮管，要確保在焊接溫度時不被熔化。
這是最常用的繞線方式。圖6）示出有2層初級繞組的C型繞線。C型繞線容易實現(xiàn)且成本低，但是導(dǎo)致初級繞組間電容增加?？梢钥闯龀跫墢墓羌艿囊贿吚@到另一邊再繞回到起始邊，這是一個簡單的繞線方法。
初級繞組一般繞在最里層這樣能使每匝長度最小，并能減小初級電容。如前面討論的把初級繞組放在最里層的方式可以使它受到其它繞組的保護(hù)，減小耦合到印制板上其它元件的噪音。通過使繞組的始端（初級最里層的末端）成為和IR40xx的漏極相連的末端也可以減小耦合噪音，該連接點（具有最大電壓波動）也受到其它繞組的保護(hù)。在初級繞組兩層之間纏一層膠帶對初級繞組的電容（作為四個要素中之一盡可能減小它）有很大影響。
輔助繞組和次級繞組的放置依賴于所用的調(diào)節(jié)方式。如果是次邊調(diào)節(jié)則次級繞組在最外層，相反輔助繞組調(diào)節(jié)則它在最外層。邊沿空隙設(shè)計時為了減小所需邊沿和絕緣層數(shù)把次級繞組作為最外層。如果輔助繞組作為最外層繞組對初級的耦合將減弱，對次級的耦合將增強，改善了輸出調(diào)節(jié)性能，同時通過漏電感減小了輔助源電容的峰值充電電流。
高功率的多路輸出設(shè)計相對初級繞組來說次級應(yīng)當(dāng)是閉合的，能夠減小漏電感和確保最佳耦合。次級應(yīng)盡可能的充滿可繞線的寬度，這樣如前面所討論的使多路次級制作較容易，它也改善了高頻時導(dǎo)線使用率。
變壓器結(jié)構(gòu)對初級繞組的漏電感有很大影響。漏電感會導(dǎo)致MOSFET關(guān)斷時產(chǎn)生感應(yīng)電壓，使漏電感最小能夠降低感應(yīng)電壓和降低甚至不需要初級緩沖電路。
另一把初級繞組分開繞制的方法也可以減小漏電感（圖8）。分開的初級繞組是最里邊第一層繞組，第二層初級繞在外邊。這需要骨架有空余引腳讓初級繞組的中心點連接其上，但是對改善耦合有意義。
磁芯類型的選擇主要受尺寸限制。EFD和EPC磁芯應(yīng)用在需要低外形的場合，應(yīng)用垂直或水平骨架E、EE和EF磁芯較好。ETD和EER磁芯通常較大，但有較大的繞線區(qū)域，它們對大功率或多路輸出設(shè)計有顯著的好處。
線規(guī)表對于計算是一個良好的開始，但是要從生產(chǎn)商處查對由于不同絕緣厚度所用導(dǎo)線的實際外徑。此表包含標(biāo)準(zhǔn)單層絕緣勵磁導(dǎo)線外徑，不包括3層絕緣導(dǎo)線，詳細(xì)資料查閱供應(yīng)商。
