基于LT1111實現(xiàn)輸出電壓可調(diào)的DC-DC變換器設計

圖1：LT1111的原理框圖。

　　LT1111是凌特公司的一種新型多用途DC-DC變換器核心芯片，內(nèi)部集成有72kHz的固定頻率振蕩器、1.25V基準參考源、兩個比較器和輸出驅(qū)動器(包括一個通過電流可達1A的功率開關)等部件。LT1111工作時其外部只需極少的元器件(一般應用只需要3個外圍器件)，可以在2V～30V輸入電壓范圍內(nèi)工作，而且可以由用戶設置功率開關的最大通過電流。LT1111能夠以8腳的小封裝、300μA的靜態(tài)功耗提供配置為升壓、降壓或反壓變換器的能力，因而可以充分滿足各種對成本和電路板空間有限制而又要求高性能、低功耗的應用的需要。

　　LT1111的工作原理

　　LT1111是一種門控振蕩器型的開關電源調(diào)整芯片。這種結(jié)構(gòu)消耗的電源電流非常小，因為只有當反饋腳的電壓低于參考電壓時LT1111中的開關才會啟動調(diào)整工作。芯片具體的工作原理見圖1。其中，比較器A1是調(diào)整器的核心，它的兩個輸入端分別連到反饋腳(FB)和芯片內(nèi)置的1.25V基準參考電壓上，A1將反饋腳(FB)上的電壓(由輸出端反饋回來)與1.25V參考電壓相比較。當FB腳上的電壓低于1.25V時，A1就會啟動芯片內(nèi)部72kHz的振蕩器；驅(qū)動放大器將振蕩器的輸出信號放大，以驅(qū)動輸出級的NPN型功率開關。功率開關輸出的結(jié)果是輸出電壓和FB腳上的電壓都得到了提高。當FB腳上的電壓大到可以觸發(fā)比較器A1翻轉(zhuǎn)的時候，振蕩器就會被A1關閉。不過比較器A1會延遲一點時間后才翻轉(zhuǎn)，這樣可以令整個環(huán)路保持穩(wěn)定。這個延遲設計是在芯片內(nèi)部完成的，不需要在芯片外部再作額外的頻率補償。一般情況下，LT1111內(nèi)的振蕩器的啟動時間和關閉時間均為7μs。另外，當比較器輸出為低的時候，振蕩器及其它各功耗較高的電路都會被關閉，使得LT1111的靜態(tài)電流降到300μA。

　　圖1中的增益模塊A2實質(zhì)上是一個比較簡單的PNP輸入的運算放大器，它的正輸入管腳連在SET管腳上，而其負輸入管腳連接到芯片內(nèi)部集成的1.25V基準參考源上。A2的輸出結(jié)構(gòu)為漏極開路輸出，它可配置為電池欠壓檢測器、線性后置調(diào)整器，或是誤差放大器。如果不作這些用途，A2就可以懸空不用。其中的電池欠壓檢測器是在芯片的V_IN和GND管腳之間連接一個電阻分壓器(R1+R2)，該分壓器的中點與SET管腳相連，以提供A2的翻轉(zhuǎn)觸發(fā)電壓。A2翻轉(zhuǎn)后，其輸出A0可以吸收300μA的電流，用于外部控制。原理圖見圖2。

圖2：增益模塊配置為電池欠壓檢測器的典型接法。

　　圖2中的電阻R1、R2的阻值應盡可能小，以使SET管腳上的偏置電流的偏差盡可能小。R3的最佳取值范圍在1M-10MΩ之間，主要作用是產(chǎn)生一點延遲時間，以便增益模塊能較準確地捕捉到觸發(fā)點。不過，加入R3后電路的觸發(fā)點會有少許變化，設計工程師應當注意到這一點。

　　圖3就是LT1111的典型應用，圖中連接I_LIM管腳和V_IN管腳之間的電阻R3用于設置LT1111內(nèi)的功率開關可通過的最大電流。如果開關電流超過這個預設值，則開關周期將提前結(jié)束(即開關關閉，振蕩器不再輸出)，以確保開關電流不會超過LT1111所能承受的最大值。這一特性是其它原理類似的器件所不具備的，而且該特性允許變換器的輸入電壓范圍擴展得很寬，也不會令電感進入飽和狀態(tài)。換言之，如果給R3選擇了恰當?shù)淖柚?，可以保證開關電流在整個輸入電壓范圍內(nèi)都被限制在指定的范圍以內(nèi)。如果電源電路的工作電流不大，那么R3可以省掉，只須將I_LIM腳和V_IN腳直接相連。

　　LT1111-5和LT1111-12在功能上和LT1111是完全相同的，只是LT1111-5和LT1111-12的版本在片內(nèi)已經(jīng)集成了設定輸出電壓為5V和12V的電阻，其輸出電壓固定為5V和12V。也就是說，在-5和-12這種固定輸出電壓LT1111上，其管腳8(即FB/SENSE管腳)應該與輸出電壓管腳直接相連，而不再需要任何外部電阻。

　　升壓變換器的工作原理

　　LT1111配置為升壓變換器時應特別注意對輸出端的保護，防止輸出短路造成的危害，因為從輸入端到輸出端是直流導通的。

　　LT1111配置成升壓變換器的常用設計見圖3。LT1111內(nèi)功率開關的發(fā)射極(SW2)與地相連，而開關的集電極(SW1)與電感相連。當LT1111片內(nèi)的比較器A1觸發(fā)振蕩器輸出開始調(diào)整時，功率開關的集電極即SW1管腳為低。這樣，電壓(V_IN-V_CESAT)將降落在L1上。顯然，L1中將出現(xiàn)一個電流。到開關即將關閉前，流經(jīng)L1的電流值為：

隨后開關立即關閉，SW1腳上的電壓開始上升，這是因為流經(jīng)L1的電流不可能立即消失。當該管腳電壓上升到(V_OUT＋V_D)時，電感中的電流將經(jīng)由二極管D1流入電容C1，使輸出電壓V_OUT上升。這個過程將在LT1111的控制下反復進行，而控制的條件就是保持V_FB與LT1111內(nèi)部的基準參考源的電壓1.25V相等。那么，修改R1或R2的值都可以改變輸出電壓值，如下式所示：

圖3：LT1111的升壓變換器典型電路。

　　降壓變換器的工作原理

　　LT1111配置成降壓變換器的典型電路見圖4。LT1111內(nèi)功率開關的集電極與V_IN相連，而由功率開關的發(fā)射極來驅(qū)動外部電感。

　　當LT1111片內(nèi)的比較器A1觸發(fā)振蕩器開始調(diào)整動作，并打開功率開關時，SW2管腳電壓升高到(V_IN-V_SW)，這樣，電壓(V_IN-V_SW-V_OUT)將降落在L1上。顯然，L1中將出現(xiàn)一個電流。到開關即將關閉前，流經(jīng)L1的電流值為：

　　當開關關閉時，SW2管腳的電壓快速下降到比地電位還低。當SW2電壓下降到比地電位還低0.4V時，D1導通，這是因為SW2管腳的電壓絕不允許低于-0.5V，D1是用來箝位的。注意，D1必須選用肖特基二極管。若選用硅基的肖特基二極管(如1N4933)，可以允許SW2腳上的電壓低至-0.8V，不過這么低的值可能在LT1111內(nèi)部產(chǎn)生過大的功耗。此時變換器的輸出電壓可表示為：

　　電阻R3的加入限定了流經(jīng)功率開關的最大電流。這只電阻在那些輸入電壓范圍很寬的應用中是非常重要而且是必須加入的。如果不加入R3，則開關打開后將在每個周期中都持續(xù)一段固定長度的時間，在某些情況下，流經(jīng)L1的電流可能會過大，甚至超過開關的承受范圍，并可能使電感進入飽和狀態(tài)。這只100Ω的電阻可以確保開關在電流達到700mA左右時關閉。值得注意的是，使用LT1111構(gòu)造降壓變換器時，該變換器的輸出電壓不能超過6.2V。如果用戶需要產(chǎn)生更高一點的電壓，可以取一只二極管1N5818與SW2腳串聯(lián)(1N5818的正極連SW2管腳)。

圖4：LT1111配置為降壓變換器的典型電路。

　　如果負載需要更大的電流來驅(qū)動，可以使用一只分立的PNP晶體管來放大降壓變換器的輸出電流，如圖5所示。

　　圖5所示的電路可使最大可通過的開關電流提升至2A。計算電感值的公式在下文-“降壓變換器中電感的選擇”中再作說明，式中的V_SW可引用下面的相對保守一點的公式來計算：

　　電阻R2的作用是構(gòu)成關閉Q1的電流通路，R3是Q1的基極驅(qū)動，R4、R5用來設置輸出電壓。

　　反壓變換器的工作原理

　　LT1111可以配置為正壓變負壓的變換器(圖6)，也可以配置為負壓變正壓的變換器(圖7)。

　　圖6的配置和LT1111配置為降壓變換器的配置非常相似，唯一不同的只是將反饋支路的高電壓管腳接到了地電位。這個地電位就將輸出電壓變成了負壓。除此之外，其它的電路和降壓變換器一樣，如D1必須是肖特基二極管，輸出電壓的絕對值不能超過6.2V等。如果需要更低的負電壓，可以參考前文所述的方法串聯(lián)一只二極管。

　　在圖7中，輸入電壓是負電壓，而輸出電壓是正電壓。在這個配置中，輸入電壓的絕對值可以比輸出電壓的絕對值大或小。圖7中的那只PNP型晶體管2N3906就是電平變換器，它將電壓的極性信息傳遞給了LT1111。

　　電路器件的參數(shù)選擇

　　1. 如何選擇電感

　　DC-DC變換器的本質(zhì)是將電能以磁通量的形式儲存在電感中，然后再將該能量轉(zhuǎn)移到負載上。正因為儲存的是磁通量，而不是充電電荷，所以只要選擇恰當?shù)拈_關策略，就能使輸出電壓比輸入電壓高、低或者極性相反。為實現(xiàn)高效的能量轉(zhuǎn)移，配合LT1111使用的電感應該滿足三個要求：首先，電感的感應系數(shù)應當很小，以保證在最差情況下(輸入電壓最低、功率開關打開的時間最短)電感中能存儲到足夠的能量，但感應系數(shù)也不是越小越好，因為還要保證在另一極端情況下(輸入電壓最高、開關打開時間最長)LT1111及電感的最大(開關)電流指標不至于被突破；其次，電感必須能夠存得下需求的磁通量，也就是電感不能進入飽和狀態(tài)。在基于LT1111的常規(guī)設計中，可以使用鐵氧體工藝制造的可表面貼裝的小型電感，只要它們滿足飽和電流為300mA～1A，同時直流電阻小于0.4Ω的條件；最后，電感的直流電阻越小越好，以保證電感線圈不會消耗過多的能量，因為這會使電感產(chǎn)生過多熱量。在選用電感時還應考慮到電磁干擾的問題，一般圓弧形狀的電感對減少電磁干擾有比較好的作用。還有一點也是最重要的，就是在選擇電感前一定要先確定整個電源電路的輸入電壓、輸出電壓、輸出電流的最小值和最大值。

圖5：大電流輸出的LT1111降壓變換器

　　a. 在升壓變換器設計中如何選擇電感

在一個升壓變換器中，電感中存儲的能量如下式所示： E6
P_L=(V_OUT+V_D-V_{IN MIN})(I_OUT) 式(6)中，V_D是二極管的壓降(對1N5818肖特基二極管來說是0.5V)。為保證變換器能調(diào)整輸出電壓，每個周期中由電感提供的能量必須不小于： E7 P_L/f_OSC 其中f_OSC即為LT1111內(nèi)置振蕩器的固有振蕩頻率72kHz。當開關關閉時，電感中的電流可由下式表示：

　　其中R表示功率開關的等效電阻(25℃時的典型值為0.8Ω)與電感直流電阻的和。如果功率開關上的壓降和V_IN相比很小，則可得到一個簡化的公式：

　　上面這個公式假設的前提是t=0，而且電感中的電流為0。這種情況的電感工作于“不連續(xù)模式”，因為電感中的電流被我們假設為0了。實際上，電感中的電流是不可能突然降至0的。將t的取值改為LT1111參數(shù)表中所示的開關打開的時間(典型值為7μs)，就可以求出針對某個特定的L值和V_IN的I_PEAK值。求出I_PEAK值后，在開關即將關閉前電感中存儲的能量就可以用下式求出：

　　式中，E_L的值必須大于P_L/f_OSC以保證變換器能傳遞(或者說轉(zhuǎn)移)需求的能量。為提高效率，I_PEAK值必須保持在1A以下，更高的開關電流只會導致開關上的壓降增加而使總的效率降低。總之，開關電流應盡可能小，這樣會使開關、二極管及電感上的損耗也會相應低一些。

圖6：LT1111配置為正壓變負壓變換器的典型電路。

　　例如，假設我們要從一個4.5V～8V的輸入中產(chǎn)生一個電壓為12V、電流為60mA的輸出，使用公式(6)，求得：E11
P_L=(12V+0.5V-4.5V)(60mA)=480mW 電感必須提供的能量為：

　　假設我們使用一只47μH、直流電阻為0.2Ω的電感，可由式(8)求出最大的開關電流為：

　　將I_PEAK值代入公式(10)，求得：

　　因為9.1μJ>6.7μJ，所以選取47μH的電感是可行的。其實，這種用來選擇最佳的電感值的方法本質(zhì)上是一種湊試的方法，計算中必須注意開關電流最大不能超過1.5A。在I_LIM管腳與V_IN管腳的連接中可以串聯(lián)一只電阻以實現(xiàn)開關電流限制。該電阻阻值的選取應保證在最小的V_IN時，計算出的I_PEAK值與最大的開關電流值相等(最大開關電流值可從LT1111的典型性能特性曲線中獲得)。這樣，當V_IN增加時，開關電流不變，實質(zhì)上是把變換效率提高了。

　　b. 在降壓變換器設計中如何選擇電感

　　降壓變換器與升壓變換器不同，在充電和放電期間，電感的電流都流經(jīng)負載。在降壓模式下，LT1111的開關電流應限制在650mA左右。如果需要獲得更大的電流值，可參考圖5所示的擴流電路。換言之，在不同的輸入電壓條件下，控制好I_LIM管腳是最重要的。

如果定好了輸出電壓、輸出電流和輸入電壓范圍，則最大的開關電流可依下式計算：

　　式中，DC為占空比(一般取0.50)，V_SW為降壓模式下功率開關上的壓降，V_D為二極管上的壓降(1N5818肖特基二極管可取0.5V)，I_OUT為輸出電流，V_OUT為輸出電壓，V_IN為輸入電壓的最小值。經(jīng)實測得知，V_SW實際上是開關電流的函數(shù)，而開關電流又是V_IN、L、時間、V_OUT的函數(shù)。為了簡化計算，可以認為V_SW的值為1.5V，實際上這個取值是比較保守的。

一旦I_PEAK值確定了，就能算出所需的電感值：

　　其中，t_ON為開關打開的時間(LT1111一般取值為7μs)。

　　然后可以選定用于限制I_PEAK電流的串聯(lián)電阻R_LIM的阻值了。這個電阻可以保證當輸入電壓增加時最大開關電流仍保持不變。

　　例如，假設我們要設計一個輸入電壓為12V～24V、輸出電壓為5V、輸出電流為300mA的降壓變換器，則首先可求出：

　　接下來可以求出電感值：

　　c. 正壓變負壓的設計如何選擇電感圖6即為正壓變負壓的變換器原理圖，所有的輸出功率都來自電感L1。這時：

　　在這種變換器模式下，功率開關被接成共集電極接法(與降壓模式相同)。功率開關上的壓降可以等效為一個0.75V的電壓源和一個0.65Ω電阻的串聯(lián)電路。

　　當開關關閉時，電感中的電流可以表示為：

其中R為電感的直流電阻值加上0.65Ω，而V_L為輸入電壓V_IN減去0.75V。

　　舉個例子，假如我們要設計一個輸入電壓范圍為4.5V～5.5V，輸出電壓為-5V，輸出電流為50mA的正壓變負壓的變換器，可得：

　　如果選擇一個56μH的電感(直流電阻為0.2Ω)應用到電路中，則最大開關電流為：

　　將I_PEAK值代入公式(10)，可得：

顯然，5.54μJ>3.82μJ，因此選擇56μH的電感是可行的。在本例中，輸入電壓的范圍比較小，通常在這種情況下R_LIM不是必需的，因此I_LIM管腳可以與V_IN管腳直接相連。不過，和降壓變換器一樣，最大的開關電流仍然必須限制在650mA左右。

　　2. 如何選擇電容

圖7：LT1111配置為負壓變正壓變換器的典型接法。

　　選擇合適的輸出電容和選擇合適的電感同等重要。如果這個濾波電容選擇得不好，那么變換器的效率可能會降低，輸出紋波也有可能比較大。我們通常使用的普通鋁電解電容，雖然比較便宜而且容易買到，但它的等效串聯(lián)阻抗(ESR)和等效串聯(lián)電感(ESL)的特性都比較差，不適合配合LT1111使用。市場上有專為開關式的DC-DC變換器設計的ESR值較小的鋁電解電容，它們的特性比普通的鋁電解電容好很多，特別是ESR值可以做得很小。鉭電容的特性也非常好，只是價格比較高。通過實驗得知，在基于LT1111的變換器中，使用上述三種容量均為100μF的電容(假設變換器的最大開關電流為500mA)，不同的電容表現(xiàn)是不一樣的。使用普通鋁電解電容的變換器的輸出過沖最高達到120mV，而使用專用鋁電解電容及鉭電容的變換器的輸出過沖最高就只有35mV左右。

　　設計工程師應該充分利用I_LIM特性來降低輸出紋波的幅值。以變換器工作于連續(xù)模式為例，如果是升壓變換器，其連續(xù)工作模式的條件是：

　　一旦輸入、輸出電壓滿足上式的關系，在開關關閉時電感的電流就不會回到零。而等到開關再次打開時，電感中的電流將從這個非零值開始增長。電感中的電流在比較器關閉振蕩器之前已經(jīng)增長到一個相當高的值了，這個較高的電流值將會造成輸出紋波過大，這顯然需要更大的輸出濾波電容和電感來抑制。不過，由于有了I_LIM特性的支持，開關電流可以在到達一個用戶預先設定的值處觸發(fā)功率開關關閉。這樣，輸出紋波就能減小到最小的程度，對輸出濾波電容的要求也就會低得多。

　　3. 如何選擇二極管在LT1111的應用中，選擇箝位二極管時必須遵循的三條準則包括開關速度、正向?qū)〞r的壓降、漏電流。我們通常用來作整流器的二極管，如1N4001是絕不適于開關型電壓變換器的，它們的額定電流雖然可以達到1A，但開關時間卻長達10μs～50μs，這是不可接受的。如果用戶使用這種整流管，那么變換效率將受到嚴重影響，甚至完全不能工作。

　　大多數(shù)LT1111的應用電路中可以使用1N5818肖特基二極管，或是它的可表面貼裝的互換型號MBRS130T3。1N5818在通過1A電流的情況下，其正向?qū)〞r的壓降為500mV，1N5818的開關時間較快，漏電流只有4μA～10μA，這使得1N5818比較適合LT1111的需要。如果變換器的最大開關電流不超過100mA，那么用戶也可以選擇1N4148，這種二極管在25℃時的漏電流只有1nA～5nA，而且比1N5818更便宜，只是它的通過電流較小，因而不允許在1A的開關電流下工作。