長(zhǎng)期以來(lái)，為儀表放大器供電的傳統(tǒng)方法是采用雙電源或雙極性電源，這具有允許正負(fù)輸入擺幅和輸出擺幅的明顯優(yōu)勢(shì)。隨著元器件技術(shù)的發(fā)展，單 電源工作已經(jīng)成為現(xiàn)代儀表放大器一個(gè)越來(lái)越有用的特性?，F(xiàn)在許多數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)都是采用低電壓?jiǎn)坞娫垂╇?。?duì)於單電源系統(tǒng)，有兩個(gè)至關(guān)重要的特性。首先，儀 表放大器的輸入范圍應(yīng)當(dāng)在正電源和負(fù)電源之間(或接地電壓)擴(kuò)展。其次，放大器的輸出擺幅也應(yīng)當(dāng)接近電源電壓的兩端(R-R)，提供一個(gè)與電源電壓的任一 端或地電位相差100mV(或小於100mV)以內(nèi)的輸出擺幅(V-+0.1V～V+-0.1V)。比較起來(lái)，一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)的雙電源儀表放大器的輸出擺幅只能 與電源電壓的任一端或地電位相差1V或2V以內(nèi)。當(dāng)采用5V單電源工作時(shí)，這些儀表放大器僅具有1V或2V輸出電壓擺幅，而真正的R-R輸出儀表放大器能 提供幾乎與電源電壓一樣高的峰峰輸出擺幅。另一個(gè)重要點(diǎn)是單電源或R-R儀表放大器采用雙電源仍能工作(甚至更好)并且通常其工作電源電壓比傳統(tǒng)的雙電源 器件低。
電源解耦是一個(gè)經(jīng)常被工程師忽視的重要細(xì)節(jié)。通常，旁路電容器(典型值為0.1μF)連接在每個(gè)IC的電源引腳和地之間。盡管通常情 況適合，但是這在實(shí)際應(yīng)用中可能無(wú)效或甚至產(chǎn)生比根本沒有旁路電容器更壞的瞬態(tài)電壓。因此考慮電路中的電流在何處產(chǎn)生，從何處返回和通過(guò)什麼路徑返回是很 重要的問題。一旦確定，應(yīng)當(dāng)在地周圍和其他信號(hào)路徑周圍旁路這些電流。
通常，像運(yùn)算放大器一樣，大多數(shù)單片儀表放大器都有其以電源的一端或兩端為參考端的積分器并且應(yīng)當(dāng)相對(duì)輸出參考端解耦。這意味著對(duì)於每顆晶片在每個(gè)電源引腳與儀表放大器的參考端在PCB上的連接點(diǎn)之間應(yīng)連接一個(gè)旁路電容器，如圖1所示。
1.輸入接地返回的重要性
當(dāng)使用儀表放大器電路時(shí)出現(xiàn)的一個(gè)最常見的應(yīng)用問題是缺乏為儀表放大器的輸入偏置電流提供一個(gè)DC返回路徑。這通常發(fā)生在當(dāng)儀表放大器的輸入是容性 耦合時(shí)。圖2示出這樣一個(gè)電路。這里，輸入偏置電流快速對(duì)電容器C1和C2充電直到儀表放大器的輸出“極端”，達(dá)到電源電壓或地電位。
解決上述問題的方法是在每個(gè)輸入端和地之間添加一個(gè)高阻值電阻器(R1，R2)，如圖3所示。輸入偏置電流現(xiàn)在可以自由流入地并且不會(huì)像以前那樣產(chǎn) 生大輸入失調(diào)。在過(guò)去的電子管電路中，產(chǎn)生類似的效應(yīng)，需要在柵極(輸入)和地之間使用一個(gè)柵極 漏電阻以放空積累的電荷(柵極上的電子)。
2.AC輸入耦合
再看圖3，R1和R2的實(shí)際值通常為1MΩ(或小於MΩ)。電阻值的選擇是在失調(diào)誤差和電容值之間的一個(gè)折衷。輸入電阻越大，由於輸入失調(diào)電流引起的輸入失調(diào)電壓越大。失調(diào)電壓漂移也會(huì)增加。
當(dāng)R1和R2選用較低的電阻值時(shí)，C1和C2必須使用越高的輸入電容值以提供相同的-3dB轉(zhuǎn)折頻率
F-3dB=1/(2πR1C1)，這里R1=R2并且C1=C2
除非AC耦合電容器的輸入端出現(xiàn)大的DC電壓，否則應(yīng)當(dāng)使用非極性電容器。因此，為了保持器件的尺寸盡可能小，C1和C2應(yīng)為0.1μF或更小。
通常，電容值越小越好，因?yàn)檫@樣成本會(huì)降低并且尺寸會(huì)減小。輸入耦合電容器的額定工作電壓需要足夠高以避免因任何可能發(fā)生的高輸入瞬態(tài)電壓而造成的擊穿。
3.阻容元件匹配
由於(IB1R1)-(IB2R2)=ΔVOS，R1和R2之間的任何不匹配都將引起輸入失調(diào)不平衡(IB1-IB2)，產(chǎn)生輸入失調(diào)電壓誤差。一條有用的規(guī)則是保持IBR<10mV。
ADI公司儀表放大器的輸入偏置電流根據(jù)其輸入結(jié)構(gòu)不同而變化很大。但是，大多數(shù)的最大輸入偏置電流都在1.5nA和10nA之間。表1給出采用1%金屬薄膜電阻器用於AC耦合的典型的阻容值以及每個(gè)輸入的偏置電流值。
圖4示出一個(gè)為變壓器耦合輸入推薦的DC返回路徑。
4.電纜終端
當(dāng)在幾百千赫(kHz)以上頻率條件下使用儀表放大器時(shí)，應(yīng)當(dāng)在其輸入端和輸出端連接阻抗合適的50Ω或75Ω 同軸電纜。正常地，電纜終端應(yīng)當(dāng)在同軸電纜中心導(dǎo)線與其末端的遮罩線之間簡(jiǎn)單地連接一蘋50Ω或75Ω的電阻器。應(yīng)當(dāng)注意的是，為了驅(qū)動(dòng)這些負(fù)載到有用的 電平，可能需要一個(gè)緩沖放大器。
1.防ESD和DC過(guò)載的輸入保護(hù)
作為用於數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的介面放大器，儀表放大器經(jīng)常要遇到輸入過(guò)載，即電壓幅度超過(guò)所選擇增益范圍的滿度值或甚至超過(guò)電源電壓。這些過(guò)載一般分為兩 類∶穩(wěn)態(tài)過(guò)載和瞬態(tài)過(guò)載(ESD等)，後者發(fā)生在僅幾分之一秒的時(shí)間內(nèi)。對(duì)於三運(yùn)放儀表放大器設(shè)計(jì)，當(dāng)以低增益(10或10以下)工作，增益電阻器作為限 流元件與它們的電阻輸入串聯(lián)。當(dāng)在高增益條件下，由於RG的阻值較低可能不能完全保護(hù)輸入端免受過(guò)載電流的侵害。
標(biāo)準(zhǔn)的做法是在每個(gè)輸入端都接限流電阻器，但加上這種保護(hù)也增加了電路的噪聲。因此在提供的保護(hù)作用和引起的電阻器噪聲(約翰遜噪聲)增加之間需要一種合理的權(quán)衡。使用具有高抗噪聲能力的儀表放大器能夠允許較大的串聯(lián)保護(hù)而不會(huì)嚴(yán)重增加其總電路噪聲。
當(dāng)然，增加的噪聲越少越好，但一條有用的規(guī)則是需要這種額外保護(hù)的電路能夠很容易地允許電阻值產(chǎn)生30%總電路噪聲。例如，一個(gè)使用具有20nV/Hz1/2額定噪聲的儀表放大器的電路能夠允許6nV/Hz1/2的附加約翰遜噪聲。
使用下面的試選法將這個(gè)數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換為實(shí)際電阻值。1kΩ電阻器的約翰遜噪聲大約是4nV/Hz1/2。這個(gè)值隨電阻值的平方根變化。因此，20kΩ電 阻器的噪聲是1kΩ電阻器的201/2倍，為17.88nV/Hz1/2(4.4721×4nV/Hz1/2)。由於兩個(gè)輸入端都需要保護(hù)，因而需要兩蘋 電阻器，并且它們的組合噪聲按電阻器個(gè)數(shù)的平方根增加(平方和的平方根)。在這種情況下，兩個(gè)20kΩ電阻器增加的總噪聲為25.3nV/Hz1/2 (17.88×1.414)。
圖5示出AD8221儀表放大器輸入結(jié)構(gòu)的詳細(xì)電路。如圖5所示，它具有與每個(gè)輸入二極管串聯(lián)的內(nèi)部400Ω電阻器。
AD8221適合處理6mA穩(wěn)態(tài)(或DC)最大輸入電流。其內(nèi)部電阻器和二極管將保護(hù)器件避免輸入電壓高於正電源0.7V，或低於負(fù)電源(6mA× 0.4kΩ)2.4V。因此，對(duì)於±15V電源，最大安全輸入電壓幅度是+15.7V，-17.4V。如果要擴(kuò)大這個(gè)安全輸入電壓幅度，可以增加外部串聯(lián) 電阻器，但要以增大電路噪聲為代價(jià)。
AD8221儀表放大器是一種噪聲極低的器件，最大值(eNI)為8nV/Hz1/2。一蘋1kΩ電阻器會(huì)增加大約107nV/Hz1/2的噪聲。這會(huì)將最大DC電平上升到高於每個(gè)電源電壓大約22.5V，對(duì)於±15V電源上升到±37.5V。
圖6示出AD620儀表放大器的輸入級(jí)。它非常相似於AD8221∶都使用一個(gè)400Ω電阻器與每個(gè)輸入端串，并且都使用二極管保護(hù)。主要的不同是 AD8221有四個(gè)附加的二極管，其中一組連接在每個(gè)輸入端和正電之間，另一組連接在每個(gè)輸入三極管的基極和負(fù)電源之間。AD620使用其400Ω內(nèi)部電 阻器和一組二極管防止負(fù)輸入電壓。對(duì)於正電壓過(guò)載，它依靠其自身的基極-射極輸入結(jié)作為箝位二極管。
AD627能夠耐受20mA瞬態(tài)輸入電流(見圖7)。另外，它具有內(nèi)置2kΩ電阻并且能處理高於其電源電壓40V(20mA×2kΩ)的輸入電壓。 這種保護(hù)十分有用。由於其低功耗，AD627的許多應(yīng)用使用低電壓?jiǎn)坞娫?。如果需要更大的保護(hù)，可增加非常大的外部電阻器而不會(huì)使AD627的 38nV/Hz1/2噪聲嚴(yán)重變壞。在這種情況下，增加兩蘋5kΩ電阻器使電路的噪聲大約增加13nV/Hz1/2(30%)，但會(huì)提供一個(gè)額外的± 100V瞬態(tài)過(guò)載保護(hù)。
圖8示出AD623儀表放大器的輸入電路。在這個(gè)設(shè)計(jì)中，內(nèi)部(ESD)二極管放置在輸入電阻之前，因而提供的保護(hù)作用比其他設(shè)計(jì)要小。AD623 可耐受10mA最大輸入電流，但在許多情況下，需要一些外部串聯(lián)電阻器保持輸入電流低於這個(gè)水準(zhǔn)。由於AD623的器件噪聲大約是35nV/Hz1/2， 這里可增加達(dá)5k的外部電阻器以提供50VDC過(guò)載保護(hù)，而總輸入噪聲僅增加到38nV/Hz1/2。
2.用外接二極管對(duì)輸入保護(hù)
利用附加外部箝位二極管可增加器件輸入保護(hù)，如圖9所示。由於使用了大電流二極管，所以增加了輸入保護(hù)，它允許使用阻值降低許多的輸入保護(hù)電阻器，從而也減小了電路噪聲。
不幸的是，大多數(shù)普通二極管(肖特基二極管，矽二極管等)都具有很高的 漏電流，從而會(huì)在儀表放大器的輸出端產(chǎn)生很大的失調(diào)誤差；這種漏電流與溫度呈指數(shù)關(guān)系增加。這樣勢(shì)必導(dǎo)致在采用具有高阻抗源的儀表放大器的應(yīng)用中取消外部二極管的使用。
雖然現(xiàn)在有了漏電流降低很多的特殊二極管，但是通常很難找到而且也很貴。對(duì)於絕大多數(shù)應(yīng)用，限流電阻器是唯一能夠?qū)禘SD和較長(zhǎng)時(shí)間輸入瞬態(tài)過(guò)載提供充分保護(hù)的方案。
盡管有這些限制，在一些特殊應(yīng)用中經(jīng)常需要外部二極管，例如電子除顫器，它利用短脈寬、高電壓。可能需要外部二極管和非常大的輸入電阻器(達(dá) 100kΩ)結(jié)合使用以充分保護(hù)儀表放大器。為了保證外部二極管在儀表放大器的內(nèi)部保護(hù)二極管開始吸收電流之前開始傳導(dǎo)良好，檢查二極管的技術(shù)指標(biāo)是一個(gè) 好辦法。盡管它們提供良好的輸入保護(hù)，但是標(biāo)準(zhǔn)肖特基二極管的漏電流高達(dá)幾毫安培(mA)。但是，在圖9的例子中，可使用快速肖特基勢(shì)壘整流器，例如，國(guó) 際整流器公司的SD101系列產(chǎn)品；這些器件具有200nA最大漏電流和400mW典型功耗。
3.防ESD和瞬態(tài)過(guò)載的輸入保護(hù)
保護(hù)儀表放大器輸入不受高電壓瞬態(tài)過(guò)載和ESD事件的損害對(duì)於電路的長(zhǎng)期可靠性是非常重要的。功耗通常是輸入電阻器的一個(gè)重要因素，無(wú)論內(nèi)部電阻器還是外部電阻器，必須能夠有效地處理輸入脈沖大多數(shù)的功率。
雖然ESD事件可能是極高電壓，但它們通常是非常短的脈寬而且往往是一次性事件。由於電路在下一個(gè)事件發(fā)生前有大量時(shí)間去冷卻，因而適度的輸入保護(hù)足以保護(hù)使器件不受破壞。
另 一方面，經(jīng)常發(fā)生的短脈寬輸入瞬態(tài)過(guò)載很容易過(guò)熱并且燒斷輸入電阻或儀表放大器輸入級(jí)。一蘋1kΩ電阻器，與儀表放大器輸入端串聯(lián)吸收20mA的電流，功 耗為0.4W，通過(guò)一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)的0.5W或更大的表面安裝電阻很容易處理。如果輸入電流加倍，功耗增為原來(lái)的4倍，因?yàn)樗c輸入電流的平方(或施加電壓的平 方)成正比。
盡管使用一蘋較大功率保護(hù)電阻器是一件簡(jiǎn)單的事，但這是一個(gè)危險(xiǎn)的做法，因?yàn)閮x表放大器的輸入級(jí)功耗也會(huì)增加。這很容易導(dǎo)致器件失效。除了ESD事件，最好總是采用保守的辦法并且全脈寬輸入時(shí)處理所有瞬態(tài)輸入信號(hào)。
要期望這些設(shè)計(jì)能夠起到長(zhǎng)期保護(hù)作用，必須使用足夠大阻值的電阻器保護(hù)儀表放大器的輸入電路避免失效，并且使用足夠大功率的電阻器防止燒毀電阻器。
現(xiàn)代儀表放大器的性能不斷改進(jìn)，從而以更低成本為用戶提供不斷提高的精度和多功能。盡管提高了這些產(chǎn)品性能，但仍存在一些嚴(yán)重影響器 件精度的基本應(yīng)用問題?，F(xiàn)在低成本、高解析度ADC已經(jīng)被普遍使用，如果儀表放大器被用作ADC前端的前置放大器，那麼系統(tǒng)設(shè)計(jì)工程師需要保證能與ADC 匹配的儀表放大器的精度。
1.對(duì)最低限失調(diào)電壓漂移的設(shè)計(jì)
失調(diào)電壓漂移誤差不僅包括那些與使用的有源器件(IC儀表放大器或采用運(yùn)放組成分立的儀表放大器)相關(guān)的誤差，而且包括電路元器件或布線中的熱電偶 效應(yīng)。儀表放大器的輸入偏置失調(diào)和輸入失調(diào)電流流過(guò)不平衡的源阻抗也會(huì)產(chǎn)生附加的失調(diào)誤差。在用單獨(dú)的運(yùn)放組成的儀表放大器設(shè)計(jì)中，這些誤差隨溫度增加， 除非使用精密運(yùn)放。
2.對(duì)最低限增益漂移的設(shè)計(jì)
當(dāng)考慮增益誤差時(shí)，經(jīng)常忽視PCB布線，電路的溫度梯度，以及任何外部增益電阻器的特性對(duì)增益誤差的影響。如果需要高DC精度，增益電阻器的最大允 許誤差，它的溫度系數(shù)，該電阻器相對(duì)於同一增益網(wǎng)絡(luò)中其他電阻器的物理位置，以及甚至其物理方向(垂直或水準(zhǔn))都是重要的設(shè)計(jì)考慮。
在許多ADC前置放大器電路中，儀表放大器的增益通過(guò)一個(gè)用戶選擇的外部電阻器來(lái)設(shè)置，因此這只電阻器的最大允許誤差以及它對(duì)溫度的變化，就像IC 內(nèi)置的電阻器一樣會(huì)影響電路的增益精度。常用的電阻器包括通孔插裝的1% 1/4W金屬薄膜電阻器和1% 1/8W晶片電阻器。這兩種類型的電阻器具有典型的100ppm/℃溫度系數(shù)(TC)。但是，有些晶片電阻器會(huì)具有200ppm/℃或甚至 250ppm/℃的TC。
甚至在使用1% 100ppm/℃的電阻器時(shí)，儀表放大器的增益精度也會(huì)下降。電阻器的初始室溫精度僅為±1%，對(duì)於每℃的溫度變化，電阻器會(huì)漂移0.01% (100ppm/℃)。初始增益誤差很容易利用軟件方法減去，但是為了修正對(duì)溫度的誤差，需要不斷重新校準(zhǔn)(并且包括溫度傳感器)。
如果電路經(jīng)過(guò)初始校準(zhǔn)，對(duì)於10℃溫度變化，總增益精度減小到大約10bit(0.1%)精度。因此甚至在12bit ADC前端，也從未使用外接1%標(biāo)準(zhǔn)金屬薄膜增益電阻器的儀表放大器∶它會(huì)破壞14bit或16bit ADC的精度。
與外部電阻器相關(guān)的附加的誤差源也會(huì)影響增益的精度。首先是由輸入信號(hào)幅度產(chǎn)生的電阻器發(fā)熱導(dǎo)致的誤差。圖10示出的一個(gè)簡(jiǎn)單的運(yùn)放電壓放大器就是一個(gè)實(shí)例。
在零信號(hào)條件下，沒有輸出信號(hào)，電阻器不會(huì)發(fā)熱。但是當(dāng)施加一個(gè)輸入信號(hào)時(shí)，一個(gè)被放大的電壓信號(hào)就會(huì)出現(xiàn)在該運(yùn)放的輸出端。當(dāng)放大器工作在有增益 條件下，電阻器R1的阻值要比R2大。這意味著加在R1兩端上的電壓要大於加在R2兩端上的電壓。每只電阻器的功耗等於該電阻器兩端電壓的平方除以其電阻 值。因此，該電阻器的功耗和其內(nèi)部發(fā)熱會(huì)隨電阻值成比例增加。
在這個(gè)例子中，R1為9.9kΩ，R2為1kΩ。因此，R1的功耗是R2的9.9倍。這會(huì)導(dǎo)致一個(gè)隨輸入幅度變化的增益誤差。使用具有不同TC的電 阻器也會(huì)引起增益誤差。甚至當(dāng)使用TC匹配的電阻器時(shí)，隨輸入信號(hào)幅度變化的增益誤差仍會(huì)發(fā)生。使用較大阻值(即較高功率)的電阻器會(huì)減少這些影響，但精 密的低TC功率電阻器很貴并且也很難找到。
當(dāng)使用一個(gè)分立三運(yùn)放儀表放大器時(shí)，如圖11所示，這些誤差將被減少。在三運(yùn)放儀表放大器中，有兩個(gè)反饋電阻器R1和R2，以及一個(gè)增益電阻器 RG。由於儀表放大器使用兩個(gè)反饋電阻器而運(yùn)放只使用一個(gè)，儀表放大器的每一蘋電阻器僅有一半的功耗(對(duì)於相同增益)。單片儀表放大器，例如AD620， 通過(guò)使用較大阻值(25kΩ)的反饋電阻器，提供了進(jìn)一步的優(yōu)點(diǎn)。對(duì)於一個(gè)給定的增益和輸出電壓，大反饋電阻器的功耗較小(即，P=V2/RF)。
當(dāng)然，一個(gè)分立儀表放大器也可設(shè)計(jì)成使用大阻值、低TC電阻器，但會(huì)增加成本和復(fù)雜性。另一個(gè)沒那麼嚴(yán)重但仍很顯著的誤差源是所謂的熱電偶效應(yīng)，有 時(shí)也稱為熱EMF。這發(fā)生在當(dāng)兩種不同的導(dǎo)體(例如，銅和金屬薄膜)連接在一起時(shí)。當(dāng)這種雙金屬結(jié)點(diǎn)被加熱，就會(huì)產(chǎn)生一個(gè)簡(jiǎn)單的熱電偶。當(dāng)使用相同的金屬 時(shí)，例如銅-銅結(jié)點(diǎn)，可產(chǎn)生達(dá)0.2mV/℃的熱電誤差電壓。熱電偶效應(yīng)的例子如圖12所示。
最後一個(gè)誤差源是當(dāng)外部增益電阻器兩端有溫度梯度時(shí)產(chǎn)生的。為了節(jié)省PCB面積，將電阻器直立安裝在PCB的簡(jiǎn)單情況，總會(huì)在電阻器兩端產(chǎn)生溫度梯 度。將電阻器平放在PCB上會(huì)解決這個(gè)問題，除非空氣沿電阻的軸向流動(dòng)(氣流冷卻電阻器的那一端要比另一端的溫度低)。安裝電阻器時(shí)使其軸向垂直於氣流方 向可將這種溫度影響減到最小。
3.實(shí)際解決方案
概括起來(lái)，單片儀表放大器使用外部電阻器時(shí)會(huì)產(chǎn)生許多DC失調(diào)和增益誤差。分立設(shè)計(jì)往往會(huì)出現(xiàn)更大的誤差。對(duì)於這個(gè)問題有三種實(shí)際解決方案∶采用優(yōu)質(zhì)的電阻器，使用軟件修正，最好的方案仍然是采用所有增益電阻器都在片內(nèi)的儀表放大器，例如AD621。
方案1∶采用優(yōu)質(zhì)的增益電阻器
通常，假定經(jīng)過(guò)一些初始校準(zhǔn)，使用普通的1%電阻器僅可能獲得12bit或13bit的增益性能。解決這個(gè)問題的一種有用的方案是采用優(yōu)質(zhì)的電阻 器。采用0.1% 1/10W表面安裝電阻會(huì)顯著提高性能。除了具有提高10倍的初始精度，其TC典型值僅25ppm/℃，在10℃溫度范圍內(nèi)會(huì)提供優(yōu)於13bit的精度。
如果需要更高的增益精度，有專業(yè)公司出售的具有較低TC的電阻器，但通常都是很貴的軍品。
方案2∶采用固定增益的儀表放大器
到目前為止，采用所有電阻器都包含在IC內(nèi)的單片儀表放大器(例如，AD621或AD8225)可提供最佳的總體DC性能。這樣，所有電阻器都具有相同的TC，都處?kù)秾?shí)際上相同的溫度，并且晶片的任何溫度梯度都非常小，所以保證增益誤差漂移并且達(dá)到非常高的標(biāo)準(zhǔn)。
在增益為10的條件下，AD621保證具有小於2.5μV/℃的DC失調(diào)漂移最大值和±5ppm/℃增益漂移最大值，即僅0.0005%/℃。
AD8225是一種固定增益為5的儀表放大器。它具有2μV/℃失調(diào)漂移最大值和0.3μV/℃漂移最大值。
另一個(gè)重要的設(shè)計(jì)考慮是電路增益如何影響許多儀表放大器誤差源，例如，DC失調(diào)和噪聲。儀表放大器應(yīng)該看作是具有輸入級(jí)和輸出級(jí)的兩級(jí)放大器。每級(jí)都有它自己的誤差源。
由於輸出級(jí)的誤差要乘以一個(gè)固定增益(通常為2)，在低電路增益條件下，這一級(jí)經(jīng)常是主要的誤差源。當(dāng)儀表放大器工作在較高增益時(shí)，輸入級(jí)的增益也提高。由於增益提高，輸入級(jí)貢獻(xiàn)的誤差被放大，而輸出級(jí)誤差沒變。因此，在高增益條件下，輸入級(jí)誤差起主要作用。
由於不同的技術(shù)指標(biāo)表上的器件技術(shù)指標(biāo)經(jīng)常涉及到不同類型的誤差，對(duì)於粗心的工程師很容易在產(chǎn)品之間做出不正確的比較。技術(shù)指標(biāo)中可能會(huì)列出以下四類基本誤差∶輸入誤差，輸出誤差，RTI總誤差和RTO總誤差。這里試圖給出便於簡(jiǎn)化的解釋，而不是一些復(fù)雜的定義。
輸入誤差是由於放大器的輸入級(jí)單獨(dú)貢獻(xiàn)的誤差；輸出誤差是由於放大器的輸出級(jí)引起的誤差。我們常常將與輸入端相關(guān)的誤差分類和組合在一起，稱作折合到輸入端(RTI)誤差，而將所有與輸出端相關(guān)的誤差則稱之為折合到輸出端(RTO)誤差。
對(duì)於給定的增益，儀表放大器的輸入誤差和輸出誤差可使用以下公式計(jì)算∶
RTI總誤差= 輸入誤差 + 輸出誤差/增益
RTO總誤差= 增益×輸入誤差 + 輸出誤差
有時(shí)技術(shù)指標(biāo)頁(yè)會(huì)列出一個(gè)對(duì)於給定增益的RTI或RTO的誤差項(xiàng)。在其他情況下，則需要用戶根據(jù)要求的增益計(jì)算誤差。
1.失調(diào)誤差
以AD620A為例，可以利用在AD620A的技術(shù)指標(biāo)頁(yè)中列出的具體誤差計(jì)算工作在增益為10時(shí)的總失調(diào)電壓誤差。因?yàn)楸碇辛谐鯝D620(VOSI)的輸入失調(diào)電壓典型值為30μV，它的輸出失調(diào)電壓(VOSO)為400μV，所以RTI總失調(diào)電壓等於∶
RTI總誤差= VOSI＋(VOSO/G)
= 30μV＋(400μV/10)
= 30μV＋40μV
=70μV
RTO總失調(diào)電壓等於∶
RTO總誤差=G×VOSI＋VOSO
= 10×30μV＋400μV
= 700μV
應(yīng)當(dāng)注意RTO誤差值比RTI誤差值大10倍。從邏輯上講，這應(yīng)當(dāng)是對(duì)的。因?yàn)楫?dāng)增益為10時(shí)，該儀表放大器的輸出誤差應(yīng)當(dāng)是其輸入誤差的10倍。
2.噪聲誤差
儀表放大器的噪聲誤差也需要用類似的方式考慮。因?yàn)榈湫偷娜\(yùn)放儀表放大器的輸出級(jí)工作在單位增益，輸出級(jí)的噪聲貢獻(xiàn)通常非常小。但也有輸出級(jí)工作 在較高增益的三運(yùn)放儀表放大器，并且雙運(yùn)放儀表放大器中通常第二個(gè)放大器工作在增益條件下。當(dāng)工作在增益條件下的某一級(jí)，其噪聲隨輸入信號(hào)一起被放大。除 了兩級(jí)的噪聲按均方根相加，RTI和RTO噪聲誤差的計(jì)算方法與失調(diào)誤差的計(jì)算方法相同。
真實(shí)世界應(yīng)用必須處理不斷增加的射頻干擾(RFI)。特別要考慮信號(hào)傳輸線路長(zhǎng)并且信號(hào)強(qiáng)度低的情況。這是儀表放大器的典型應(yīng)用，因?yàn)槠涔逃械腃MR性能允許儀表放大器提取疊加在很強(qiáng)的共模噪聲和干擾信號(hào)上的微弱差分信號(hào)。
但是，一個(gè)經(jīng)常被忽視的潛在問題是儀表放大器內(nèi)部的射頻(RF)整流。當(dāng)有很強(qiáng)的RF干擾存在時(shí)，它可能被IC整流之後會(huì)表現(xiàn)為DC輸出失調(diào)誤差。儀表放大器的CMR能力通常會(huì)大大減小出現(xiàn)在其輸入端的共模信號(hào)。
不幸的是，發(fā)生RF整流是因?yàn)榧词棺詈玫膬x表放大器在20kHz以上的頻率條件下事實(shí)上沒有CMR能力。很強(qiáng)的RF 信號(hào)首先被儀表放大器的輸入級(jí)整流，然後表現(xiàn)為DC失調(diào)誤差。一旦被整流，其輸出端的低通濾波怎麼也不能去除這個(gè)誤差。如果RFI是斷續(xù)性的，這會(huì)導(dǎo)致無(wú) 法檢測(cè)的測(cè)量誤差。
1.設(shè)計(jì)實(shí)用的RFI濾波器
最實(shí)用解決方案是通過(guò)使用一個(gè)差分低通濾波器在儀表放大器前提供RF衰減濾波器。該濾波器需要完成三項(xiàng)工作∶盡可能多地從輸入端去除RF能量，保持每個(gè)輸入端和地之間的AC信號(hào)平衡，以及在測(cè)量帶寬內(nèi)保持足夠高的輸入阻抗以避免降低對(duì)輸入信號(hào)源的帶載能力。
圖13 示出一個(gè)用於多種差分RFI濾波器的基本單元電路。圖中選用的元器件值適合AD8221，它的-3dB帶寬典型值為1MHz和電壓噪聲典型值為 7nV/Hz1/2。該濾波器除了提供對(duì)RFI抑制，還提供附加的輸入過(guò)載保護(hù)，因?yàn)殡娮杵鱎1a和R1b幫助把儀表放大器的輸入電路與外部信號(hào)源隔離。
圖14是一個(gè)RFI電路原理圖。它示出一個(gè)由電橋電路組成的濾波器，它的輸出端接到該儀表放大器的兩個(gè)輸入端。因?yàn)椋珻1a/R1a和 C1b/R1b時(shí)間常數(shù)的任何不匹配都會(huì)使電橋不平衡并且降低高頻共模抑制。所以，電阻器R1a和R1b以及電容器C1a和C1b應(yīng)當(dāng)總是相等。
如 圖14中所示，C2跨接電橋輸出端以便C2有效地與C1a和C1b的串聯(lián)組合并聯(lián)。這樣連接，C2非常有效地減小了由於不匹配造成的任何AC CMR誤差。例如，如果C2比C1大10倍，那麼它能將由於C1a/C1b不匹配造成的CMR誤差降低20倍。注意，該濾波器不影響DC CMR。
RFI濾波器有兩種不同的帶寬∶差分帶寬和共模帶寬。差分帶寬定義為當(dāng)差分輸入信號(hào)施加到電路的兩個(gè)輸入端(+IN 和-IN)時(shí)濾波器的頻率響應(yīng)。RC時(shí)間常數(shù)由兩個(gè)阻值相等的輸入電阻器(R1a，R1b)之和，以及與C1a和C1b的串聯(lián)組合并聯(lián)的差分電容器C2一 起決定。
該濾波器的-3dB差分帶寬(BW)為∶共模帶寬定義為連接在一起的兩個(gè)輸入與地之間出現(xiàn)的共模RF信號(hào)。認(rèn)識(shí)到C2不影響共模RF 信號(hào)的帶寬很重要，因?yàn)檫@個(gè)電容是連接在兩個(gè)輸入端之間(有助於使它們保持在相同的RF信號(hào)幅度)。因此，共模帶寬由兩個(gè)RC網(wǎng)絡(luò)(R1a/C1a和 R1b/C1b)對(duì)地的并聯(lián)阻抗決定。
-3dB共模帶寬等於∶
RFI濾波器應(yīng)使用兩面都有地線層的PCB制作。所有元器件引腳應(yīng)盡可能短。輸入濾波器的地應(yīng)采用最直接的路徑連接到放大器的地。避免在分開的 PCB上或單獨(dú)的外殼內(nèi)制作濾波器和儀表放大器電路，因?yàn)檫@樣額外的引線長(zhǎng)度會(huì)產(chǎn)生一個(gè)環(huán)路天線。取而代之的是應(yīng)當(dāng)將這個(gè)濾波器置於儀表放大器自身的輸入 端。進(jìn)一步的措施是采用無(wú)電感和無(wú)發(fā)熱(低TC)的優(yōu)質(zhì)電阻器。電阻器R1和R2可以采用普通的1%金屬薄膜電阻器。但是，這三個(gè)電容器都需要采用高Q 值、低損耗電容器。電容器C1a和C1b需要采用±5%允許誤差的電容器以避免降低電路的CMR。推薦采用傳統(tǒng)的5%鍍銀云母電容，小型云母電容，或新型 的Panasonic 公司±2% PPS薄膜電容器(Digi-key公司產(chǎn)品型號(hào)PS1H102G-ND)。
2.用試選法選擇RFI濾波器元件值
下述通用規(guī)則會(huì)非常容易地設(shè)計(jì)RC輸入濾波器。
首先，確定兩蘋串聯(lián)電阻器的阻值，同時(shí)保證前面的電路可充分地驅(qū)動(dòng)這個(gè)阻抗。這兩蘋電阻器 的典型值在2kΩ和10kΩ之間，這兩蘋電阻器產(chǎn)生的噪聲不應(yīng)當(dāng)大於該儀表放大器本身的噪聲。采用一對(duì)2kΩ電阻器，約翰遜噪聲會(huì)增加 8nV/Hz1/2；采用4kΩ電阻器，會(huì)增加11nV/Hz1/2；采用10kΩ電阻器，會(huì)增加18nV/Hz1/2。
其次，為電容器C2選擇合適的電容值，它確定濾波器的差分(信號(hào))帶寬。在保證不衰減輸入信號(hào)的條件下，這個(gè)電容值最好總是選擇得盡可能低。10倍於最高信號(hào)頻率的差分帶寬通常就足夠了。
最後，選擇電容器C1a和C1b的電容值，它們?cè)O(shè)置共模帶寬。對(duì)於可接受的AC CMR，其帶寬應(yīng)當(dāng)?shù)褥痘蛐§队蒀2電容值設(shè)置的差分帶寬的10%。共模帶寬應(yīng)當(dāng)總是小於儀表放大器單位增益帶寬的10%。
3.具體的設(shè)計(jì)案例
(1)用於AD620系列儀表放大器的RFI抑制電路
圖15是一個(gè)用於通用儀表放大器的RFI電路，例如，AD620系列，它具有比AD8221高的噪聲(12nV/Hz1/2)和低的帶寬。
相應(yīng)地，采用了相同的輸入電阻器，但電容器C2的電容值增加大約5倍達(dá)到0.047μF以提供足夠的RF衰減。采用圖中所示的元件值，該電路的- 3dB帶寬大約為400Hz；通過(guò)將電阻器R1和R2的電阻值減至2.2kΩ，帶寬可增加到760Hz。應(yīng)當(dāng)注意，不要輕易地增加帶寬。它要求前面所述的 儀表放大器電路驅(qū)動(dòng)一個(gè)較低阻抗的負(fù)載，從而導(dǎo)致輸入過(guò)載保護(hù)能力會(huì)有些降低。
(2)用於微功耗儀表放大器的RFI抑制電路
有些儀表放大器比其他儀表放大器更易受RF整流的影響，可能需要更具魯棒性的濾波器。微功耗儀表放大器，例如AD627就是一個(gè)好的例子，它具有低 輸入級(jí)工作電流。簡(jiǎn)單地增加兩個(gè)輸入電阻器R1a和R1b的值或電容器C2的值，會(huì)以減小信號(hào)帶寬為代價(jià)提供進(jìn)一步的RF衰減。
由於AD627儀表放大器具有比通用IC(例如，AD620系列器件)更高的噪聲(38nV/Hz1/2)，所以可以使用較高的輸入電阻器而不會(huì)嚴(yán)重降低電路的噪聲性能。為了使用較高阻值的輸入電阻器，我們對(duì)圖13所示的基本RC RFI電路做了改進(jìn)，如圖16所示。
濾波器的帶寬大約為200Hz。在增益為100的條件下，1Hz～20MHz輸入范圍內(nèi)施加1Vp-p輸入信號(hào)，RTI最大DC失調(diào)漂移大約為400μV。在相同增益條件下，該電路的RF信號(hào)抑制能力(輸出端的RF幅度/施加到輸入端的RF幅度)優(yōu)於61dB。
(3)用於AD623儀表放大器的RFI濾波器
圖17示出為使用AD623儀表放大器推薦的RFI抑制電路。因?yàn)锳D623比AD627不容易受RFI影響，所以其輸入電阻器可從20kΩ減小到 10kΩ；這增加了電路的信號(hào)帶寬并且降低了電阻器的噪聲作用。此外，10kΩ電阻器仍提供非常有效的輸入保護(hù)。使用圖示的元件值，該濾波器的帶寬大約為 400Hz。在增益為100的條件下，1Vp-p輸入信號(hào)的RTI最大DC失調(diào)電壓小於1μV。在相同增益條件下，該電路的RF信號(hào)抑制能力優(yōu)於 74dB。
(4)用於AD8225的RFI濾波器電路
圖18示出為AD8225儀表放大器推薦的RFI濾波器電路。AD8225儀表放大器具有固定增益5并且比AD8221要易受RFI的影響。在不采 用RFI濾波器時(shí)，施加一個(gè)2Vp-p，10Hz～19MHz正弦波，測(cè)量該儀表放大器的RTI DC失調(diào)大約為16mV。采用更大阻值(用10kΩ替代4kΩ)的濾波器能提供比AD8221電路更大的RF衰減。由於AD8225具有較高的噪聲，選用 較高的電阻值是允許的。在采用上述濾波器的相同測(cè)量條件下，沒有可測(cè)量的DC失調(diào)誤差。
(5)采用X2Y電容器的共模濾波器
圖19示出X2Y電容器的接線圖。它們是非常小的三端器件，具有四個(gè)外部接線端──A，B，G1和G2。其中G1和G2端在電容器內(nèi)部連接。
X2Y電容器是由內(nèi)部平板結(jié)構(gòu)構(gòu)成的一種集成電容器，提供很有趣的特性。從靜電學(xué)角度看，它的三個(gè)電極板構(gòu)成兩個(gè)電容器，其中G1和G2接線端共 用。該器件制造工藝可自動(dòng)地將這兩個(gè)電容器匹配得非常接近。另外，X2Y電容器結(jié)構(gòu)包括一個(gè)有效的自耦變壓器(共模扼流圈)。因此，當(dāng)這兩個(gè)電容器用於共 模濾波器時(shí)，它們提供對(duì)高於濾波器轉(zhuǎn)折頻率的共模信號(hào)抑制能力優(yōu)於可比的RC濾波器。采用X2Y電容器的濾波電路通常允許省略電容器C2，從而節(jié)省成本和 PCB面積。
圖20a示出一個(gè)傳統(tǒng)的RC共模濾波器，而圖20b則示出一個(gè)采用X2Y電容器的共模濾波器電路。圖21是這兩種濾波器的RF衰減對(duì)比。
(6)用於儀表放大器RFI濾波器的共模RF扼流圈
一種民用的共模RF扼流圈作為RC輸入濾波器的一種替代元件可連接到儀表放大器之前，如圖22所示。共模扼流圈是一種采用公共磁芯的雙繞組RF扼流 圈。任何對(duì)兩個(gè)輸入端共模的RF信號(hào)都將被扼流圈衰減。這種共模扼流圈提供了一種使用最少元件減小RFI的簡(jiǎn)單的方法，并且提供了一個(gè)更寬的信號(hào)通帶，但 這種方法的有效性依賴於所使用的具體共模扼流圈的質(zhì)量。應(yīng)該最好選用內(nèi)部匹配優(yōu)良的扼流圈。使用扼流圈的另一個(gè)潛在問題是不具有像RC RFI濾波器那樣能起到提高輸入保護(hù)的作用。
使用AD620儀表放大器和專用的RF扼流圈，在增益為1,000條件下，對(duì)其輸入施加一個(gè)1Vp-p共模正弦波，圖22所示電路能將RTI DC失調(diào)誤差減少到小於4.5μV。該電路還可大大提高其高頻CMR，見表3。
因?yàn)橛行﹥x表放大器比其他儀表放大器更易受RFI的影響，所以使用共模扼流圈有時(shí)可能會(huì)不合適。在這種情況下，RC輸入濾波器是一個(gè)更好的選擇。
圖23示出一個(gè)用於測(cè)量RFI抑制的典型測(cè)試方案。為了測(cè)試這些電路的RFI抑制，使用非常短的導(dǎo)線將兩個(gè)輸入端連接在一起。通過(guò)一段50Ω終端電纜將一個(gè)優(yōu)質(zhì)的正弦波發(fā)生器連接到待測(cè)輸入端。
使用示波器調(diào)整信號(hào)發(fā)生器在電纜終端有1V峰峰值輸出。設(shè)置儀表放大器工作在高增益(例如，100倍的增益)。儀表放大器的DC失調(diào)誤差在其輸出使 用數(shù)字電壓表(DVM)可簡(jiǎn)便地直接讀出。對(duì)於測(cè)量高頻CMR，通過(guò)一個(gè)補(bǔ)償?shù)氖静ㄆ魈结槍⑹静ㄆ鬟B接到儀表放大器輸出并且測(cè)量對(duì)輸入頻率的峰峰值輸出電 壓(即饋通)。當(dāng)計(jì)算CMR與頻率的關(guān)系時(shí)，請(qǐng)記住要考慮到輸入端(VIN/2)和儀表放大器的增益(G)。
1.采用低通濾波提高信噪比
為了從有噪聲的測(cè)量中取出數(shù)據(jù)，可使用低通濾波器通過(guò)除去信號(hào)帶寬外的所有信號(hào)來(lái)大大提高測(cè)量的信噪比。在有些情況下，可使用帶通濾波(減小低於和高於信號(hào)頻率的響應(yīng))以便進(jìn)一步提高測(cè)量解析度。
圖24所示的1Hz，4極點(diǎn)有源濾波器是一個(gè)非常有效的低通濾波器的例子，通常把它加在被儀表放大器放大的信號(hào)之後。該濾波器以低成本提供高DC精 度同時(shí)需要的元器件數(shù)最少。應(yīng)當(dāng)注意的是，為提供1Hz以外的轉(zhuǎn)折頻率(見表4)，可簡(jiǎn)便地按比例改變?cè)?。如果首選2極點(diǎn)濾波器，那麼從第一個(gè)運(yùn)放輸 出就可以簡(jiǎn)單地得到。
四運(yùn)放(AD704或OP497)的低電流噪聲、輸入失調(diào)和輸入偏置電流允許采用1MΩ電阻器而不會(huì)犧牲該運(yùn)放的1μV/℃漂移。這樣，可以使用較 低的電容值，從而可降低成本和元件尺寸。此外，由於這些運(yùn)放的輸入偏置電流像在大多數(shù)MIL軍用溫度范圍內(nèi)的輸入失調(diào)電流一樣低，因而很少需要使用標(biāo)準(zhǔn)的 平衡電阻器(及其減少噪聲的旁路電容器)。但是應(yīng)當(dāng)注意，增加可選的平衡電阻器在高於100℃的溫度條件下能提高性能。
表中給出的數(shù)據(jù)適合1.0Hz頻率的-3dB帶寬。對(duì)於其他頻率，只需簡(jiǎn)便地按比例直接改變C1～C4的電容值；例如，對(duì)於3Hz頻率貝塞爾響應(yīng)，C1=0.0387μF，C2=0.0357μF，C3=0.0533μF，C4=0.0205μF。
2.外部調(diào)整CMR和建立時(shí)間
當(dāng)需要非常高速、寬帶寬儀表放大器時(shí)，一種常用的方法是使用幾個(gè)儀表放大器或一個(gè)復(fù)合儀表放大器和一個(gè)高帶寬減法放大器。這些分立設(shè)計(jì)通過(guò)外部調(diào)整 可以很容易調(diào)節(jié)以便獲得最佳的CMR性能。一種典型的電路如圖25所示。應(yīng)當(dāng)總是首先調(diào)整DC CMR，因?yàn)樗谒蓄l率條件下都影響CMR。
+VIN和-VIN端應(yīng)連接在一起并且在兩個(gè)輸入端和地之間施加一個(gè)DC輸入電壓。應(yīng)當(dāng)先調(diào)整這個(gè)電壓以提供10VDC輸入。然後調(diào)整DC CMR微調(diào)電位器以便在輸入端施加正DC電壓和負(fù)DC電壓時(shí)使輸出電壓相等并且盡可能低。用類似方法完成AC CMR微調(diào)電位器的調(diào)整，這時(shí)應(yīng)施加AC輸入信號(hào)。使用的輸入頻率應(yīng)稍小於電路的-3dB帶寬。
將兩個(gè)輸入連接在一起并應(yīng)使輸入信號(hào)幅度調(diào)整在20Vp-p。然後調(diào)整AC CMR微調(diào)電位器以提供盡可能最低的輸出。如果需要盡可能最佳的建立時(shí)間，那麼在示波器上觀察輸出波形的同時(shí)利用AC CMR微調(diào)電位器進(jìn)行調(diào)整。應(yīng)當(dāng)注意，在有些情況下，應(yīng)當(dāng)在最佳CMR和最快建立時(shí)間之間進(jìn)行折衷。
Charles Kitchin，Lew Counts
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